SP5615
高精度原边反馈开关电源芯片
系统工�½�于最大输出功率时，工�½�频率由内部设定为
60KHz。对于工�½�于断续模式下的反激式系统，最大
输出功率由下式
1.3
给出：
P
OMAX
=
1
L
P
F
S W
I
P
2
…………………………………………..1.3
2
上式中的
L
P
表示原边绕组的电感量，I
P
表示原边绕组的峰值电流。
通过等式
1.3，可以知道原边绕组电感量的变化会导致最大输出功率与恒流模式下电流的改变。为了
补偿原边绕组电感量的不同，实际工�½�中的开关频率由内部环路决定，具�½�计算参考下述等式
1.4：
F
SW
=
1
2
T
Demag
……………………………………….………….1.4
由于
T
Demag
与原边绕组的电感量成反比，
所以
F
SW
与
L
P
的乘积是固定的。
因此，
�½�原边电感量变化时，
系统的最大输出功率，以及在恒流模式下的电流值并不会随之改变。SP5615 最大可以补偿±10%的原边电
感量变化。
u
抖频
SP5615
内�½�抖频功�½。
它的开关频率可以通过内部的一个随机信号源进行调制，
从而分散噪声的频谱
分布。分散的噪声频谱减小了特定频点的
EMI
干扰，从而改进系统的
EMI
性�½，简化了设计。
u
电流取样与前沿消隐
�½�系统工�½�于电流模式
PWM
控制方式时，SP5615
提供逐周期限流保护。功率管电流由连接在
CS
脚
上的取样电阻探测。内部功率管刚打开时，缓冲�½�络中二极管的反向恢复电流和功率管漏源电容的放电电
流在取样电阻上会造成很高的电压尖峰，
引起芯片的误判断，
SP5615
在
CS
脚上设�½�有
540nS
的前沿消
而
隐时间，可以屏�½这个尖峰对芯片的�½�响，因此
CS
脚的外部无需
RC
滤波�½�络。芯片的
PWM
占空比由
取样电阻上的电压与内部
EA
的输出电压共同决定。
u
功率管驱动
对于一般的电源控制电路，�½�栅极驱动�½力不足时，会导致开关时更大的系统损耗，而�½�栅极驱动�½
力过强时，会导致很强的
EMI
干扰。
SP5615
通过内部的图腾柱驱动结构与适�½�的栅极驱动�½力，
对上述问题取得了很�½的平衡。
通过这个
专门设计的电路结构，可以更�½地减小系统的损耗和改善系统的
EMI
特性。
u
可设定的线压降补偿
SP5615
内建了线压降补偿电路，
以此取得更�½的负�½½调整率。
内部的补偿电流流入外部电阻分压�½�络，
由此在
INV
脚产生一个抵消电压。补偿电流与
COMP
脚的电压成反比，也就意味着与输出负�½½成反比，
输出线压降补偿由此实现。�½�输出由满�½½向空�½½变化时，INV 脚产生的补偿电压也会增大。
值得注意的是，通过改变
INV
脚分压�½�络中的电阻值，可以达到不同的补偿效果，获得所需的负�½½调
整率。图
1
中
R5
的推荐阻值范围为
500Ω~4.7KΩ之间，R6
根据式
1.5
计算：
R
6
=
(
V
OUT
*
N
−
2) *
R
5
…………………………………..………….1.5
2
N
为辅助绕组与输出绕组扎数比。
u
保护功�½
一个�½的电源系统必须具有完善的保护功�½，包括逐周期限流保护（OCP）
、过压保护（OVP）
、VDD
电压箝�½�以、欠压保护（UVLO）及温度保护。
�½�
VDD
电压下降至�½�于
V
UVLO
时，芯片的欠压锁存（UVLO）电路动�½�，将芯片关断，SP5615
重新
开始启动过程。
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