| 反激电源振荡，既然不可避免，能否稳定工作？（增加波形图) |
测量mos管的G极，是一个个的小脉冲，但是变压器线圈的波形（和MOS管D、S间波形）确是一个个的振荡波形，而且波形逐渐衰减，一个G极的小脉冲对应一个振荡周期；而输出电压确没问题？
作者：音乐乐乐 2006-12-12 19:51:00 |
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| 回复1 为什么会有振荡呢？看一些论文上的波形好像很漂亮呢399934 |
难道这些论文是瞎编的？
作者：音乐乐乐 2006-12-12 21:01:00 |
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| 回复2 2楼，问了一下798，他们说不正常399935 |
2楼，问了一下798，他们说不正常
作者：音乐乐乐 2006-12-13 11:27:00 |
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| 回复3 振铃现象，来源于变压器漏感和寄生电容引起的阻尼振荡399936 |
由于变压器的初级有漏感，当电源开关管由饱和导通到截止关断时会产生反电动势，反电动势又会对变压器初级线圈的分布电容进行充放电，从而产生阻尼振荡，即产生振铃。变压器初级漏感产生反电动势的电压幅度一般都很高，其能量也很大，如不采取保护措施，反电动势一般都会把电源开关管击穿，同时反电动势产生的阻尼振荡还会产生很强的电磁辐射，不但对机器本身造成严重干扰，对机器周边环境也会产生严重的电磁干扰。 加入RCD吸收回路，可抑制反电动势和振铃电压幅度。
作者：davidli88 2006-12-13 19:05:00 |
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| 回复4 变压器的绕制工艺相当重要399937 |
MAXIM的推荐应用不会如此之差，这个电路成功的关键在于变压器的绕制工艺。 图中的变压器已经有Nt绕组作为励磁吸收，但Nt与Np需紧藕合，最好是双线并绕，估计你是分开绕成两个独立线包了
作者：davidli88 2006-12-13 19:12:00 |
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| 回复5 振铃的图像399938 |
振铃的图像
作者：davidli88 2006-12-13 19:14:00 |
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| 回复6 老兄说的太对了！这波形就是上述图形所示的样子399939 |
——图中的变压器已经有Nt绕组作为励磁吸收，但Nt与Np需紧藕合，最好是双线并绕，估计你是分开绕成两个独立线包了 Nt不是反馈线圈用于稳定电压吗，还有励磁吸收的用途？变压器是798厂的张工绕的，看外观应该是分开绕了，但是Nt和Np圈数不一样怎么双线并绕呢？还是按照匝数少的并绕，多匝多出的部分只能单独绕？ 我的应用有四组输出，两组5V，一组15V和一组24V，一共是六个线圈。工作时我发现MOSFET的VDS和肖特基二极管的反向电压远超出想象的值，比如：在15V供电时Vds峰值为25V，25V供电时Vds峰值为40V！而肖特基二极管的反向电压就更高了，5V输出端的峰值居然高达20V！这是不是因为振荡造成的呢？ 正常情况下Vds峰值和二极管反向峰值电压应该为多大？
作者：音乐乐乐 2006-12-13 19:36:00 |
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| 回复7 音乐乐乐 在北京？399940 |
davidli88 版主说得很准确，这个电路MOS管漏极没有吸收回路，所以Nt的吸收作用非常明显，应该双线并绕，如果高压供电Np匝数太多不好绕，可以将Np分成两层，Nt夹在中间。不过你这个图是低压供电，两个绕组匝数不会差太多的。
作者：maychang 2006-12-13 23:39:00 |
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| 回复8 我在北京，maychang在哪儿呢？399941 |
那个RCD吸收电路容易理解，Nt是如何吸收的呢？前者的漏感部分能量基本消耗了，电阻估计会发烫？效率会不会很低？后者效率上有没有提高呢？
作者：音乐乐乐 2006-12-14 7:23:00 |
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| 回复9 我在北京399942 |
Nt严格地说是箝位。当Nt两端电压大于Cdd两端电压时二极管导通，使Nt两端电压不会超过Cdd两端电压。能量耗散在R1R2上。这与RCD电路的区别仅在于RCD电路是直接接在管子漏极而这里通过两个绕组耦合。 要效率高，变压器Np和Ns之间漏感当然要小，管子导通电阻要小，变压器绕组的直流电阻要小，次级的整流二极管压降要小……。
作者：maychang 2006-12-14 17:32:00 |
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| 回复10 哦，原来Nt的作用是这样的啊399943 |
张工说反激变压器需要空隙，而这个空隙越大漏感越大，但空隙太小能量传输效率就会更低，挺复杂的啊 理论上，这个MOSFET和整流管的耐压应该多大？MOSFET为Vdd*(1/占空比)？整流管为(输出电压*(1+1/占空比))？
作者：音乐乐乐 2006-12-15 8:13:00 |
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| 回复11 反激变换一般需要加气隙399944 |
气隙当然会使漏感变大。 不过加气隙的方式不同，漏感增加很不相同。 通常加气隙的方法，是在EE形状或EI形状铁氧体的磁路中垫纸，总气隙厚度为纸厚度的二倍。这样漏感较大。 另一种方法是将EE形状铁氧体芯的中心柱磨短造成气隙，这种方法漏感小。但需要磨床，自己很难办到。
作者：maychang 2006-12-15 9:06:00 |
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| 回复12 我用的变压器就是EE型，而且气隙是在中心柱磨的399945 |
好像又找到了另一个重要原因，mosfet的输出电容是不是影响很大？由于申请的样片Si4436还没到，我用IRF7413替代试验的，而IRF7413的Coss为680pF，Qg最大为79nC；Si4436的Coss为90pF，Qg最大为32nC；振荡是不是和这个也有关呢？
作者：音乐乐乐 2006-12-15 9:28:00 |
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| 回复13 路过399946 |
又学习了很多，谢谢
作者：aq007 2006-12-15 12:45:00 |
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| 回复14 回楼主399947 |
MOSFET的输出电容当然与振荡频率有关。实际上，MOSFET的输出电容就是并联在这个振荡回路两端的。 一般对电路不是很熟悉的人，容易误解 davidli88 版主在7楼的图，图中已经注明是漏感产生的振荡，是从功率管关断就开始这个阻尼振荡。但还有一种阻尼振荡，只发生在电流不连续的反激变换器。当功率MOSFET(或双极型三极管)导通时，相当于将振荡回路两端短路，不可能产生这种阻尼振荡。当变压器次级的整流二极管导通时，也相当于将振荡回路两端短路，同样不可能产生这种阻尼振荡。这种阻尼振荡只存在于功率管和整流二极管都不导通的那段时间。其波形是在关断后有一个高平台，这是次级的整流二极管对滤波电容充电的过程，二极管截止后才开始阻尼振荡。 这个阻尼振荡当然要消耗能量。一方面振荡电流流过绕组，产生焦耳热，另一方面铁心磁通迅速变化，铁损也很大。所以电流不连续工作模式的反激变换器效率总是比较低的。
作者：maychang 2006-12-17 12:13:00 |
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| 回复15 奇怪的反激电源变压器振荡，有没有大虾遇到过啊?（有图）399948 |
看你们聊的那么好，我也想问一下楼主，我用的IC0380，不知怎么把正负12V 的整流管对换了一下,但输出的电压升到30了.是不是也是这个原因.5V 正常
作者：善解人意 2006-12-17 20:29:00 |
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| 回复16 楼上，设计电压是多少呢？399949 |
测量一下波形看看就知道了，可能跟空载也有关？
作者：音乐乐乐 2006-12-18 8:15:00 |
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| 回复17 路过399950 |
好精彩.有所收获.谢谢大虾们的精彩回复.
作者：leihuzhi 2006-12-23 10:12:00 |
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| 回复18 maychang ，我的波形图和davidli88给的差不多399951 |
漏感与电源效率有没有数值关系？或者说在测试变压器的时候，漏感多大才算合理呢？
作者：音乐乐乐 2006-12-25 11:42:00 |
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| 回复19 我有4组电压输出，24V输入时效率为72％，是不是太低了?399952 |
7V 50mA,7V150mA，30V 100mA，20V 30mA
作者：音乐乐乐 2006-12-25 13:34:00 |
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| 回复20 磁心材料R2KB1399953 |
磁心材料R2KB1
作者：音乐乐乐 2006-12-25 14:14:00 |
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| 回复21 你的波形图和davidli88给的差多少？399954 |
1.davidli88给出的是一个比较夸张的“漏感振铃图”，与楼主描述——“一个G极的小脉冲对应一个振荡周期”——好像不是一回事。 2.漏感与预期效率有一定关系，具体要看电路对漏感储能做了怎样处理。 3.在这里，希望漏感越小越好。具体数值依试验电路结果与可能的工艺水平确定吧。 4.严格讲，手册典型电路还是一个原理电路，有些细节（尤其工艺）问题还要考虑。 5.回善解人意，反激式二极管反接后的输出电压是不确定的。
作者：尤新亮 2006-12-25 14:34:00 |
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| 回复22 据我的经验，这种现象的原因是负载太小。399955 |
据我的经验，这种现象的原因是负载太小。
作者：droum 2006-12-25 20:06:00 |
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| 回复23 负载太小的时候振荡严重，负载正常时候也有振荡，如下图：399956 |
测量的MOSFET DS电压 波形
作者：音乐乐乐 2006-12-25 20:54:00 |
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| 回复24 下图为变压器原线圈电压波形（根据mosfet ds电压翻转得到）。399957 |
下图为变压器原线圈电压波形（根据mosfet ds电压翻转得到）。
作者：音乐乐乐 2006-12-25 20:55:00 |
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| 回复25 振荡时间并不是在mosfet刚刚断开的时候399958 |
也不是发生在mosfet导通的时候，而是发生在mosfet断开过一会儿的时间里，而这段时间应该就是mosfet和整流管都不导通的时间里的，难道是16楼maychang 老兄说的那种振荡？这种振荡如何避免啊？
作者：音乐乐乐 2006-12-25 21:01:00 |
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| 回复26 25楼的图形是正常图形399959 |
不这样恐怕反而不正常。
作者：droum 2006-12-27 11:10:00 |
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| 回复27 多谢!有楼上的话偶就放心了，不过这样的波形需要加RCD吸收电路吗399960 |
也没看见比电源电压高的振荡尖锋啊，是不是可以不用再加吸收电路了？
作者：音乐乐乐 2006-12-27 11:13:00 |
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| 回复28 这种震荡无需避免。399961 |
27楼： 振荡时间并不是在mosfet刚刚断开的时候 也不是发生在mosfet导通的时候，而是发生在mosfet断开过一会儿的时间里，而这段时间应该就是mosfet和整流管都不导通的时间里的，难道是16楼maychang 老兄说的那种振荡？这种振荡如何避免啊？ =================================================== 这种震荡无需避免。 如果避免了，恐怕反而不是好事，
作者：droum 2006-12-27 11:14:00 |
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| 回复29 多谢楼上！399962 |
我想知道有没有实例反激电源不加吸收电路的，会不会所有的反激电源不管有没有“刚关断时的振荡”（就是davidli88说的振铃）都加上一个RCD吸收电路呢？在5W微功率时如果没有这种振铃是不是这个吸收电路可以省略?
作者：音乐乐乐 2006-12-27 12:36:00 |
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| 回复30 一般不可省略吸收电路，否则返修率高达10%399963 |
RCD吸收电路的用途是防止漏极电压上升过快，并减少关断过程中的管耗，与上述振荡关系不大。 这个吸收电路可否省略，与上述振荡无关，主要看漏极电压上升率dv/dt是否超过管子的耐受极限。 2003年之前推出的场效应管型号，没有dv/dt耐受参数，一般不可省略吸收电路。能否省略，主要看电流不看电压。如果电流在管子的最大电流的10分之1以下，是可以省略此吸收电路的。
作者：droum 2006-12-28 14:52:00 |
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| 回复31 多谢楼上，实际的dv/dt应该怎么计算？399964 |
开关频率280KHZ,占空比40％，输入电压36V，平均输入电流400mA，mosfet关断到Vds上升到36V的时间应该怎么计算呢？ 另外老兄说的——“如果电流在管子的最大电流的10分之1以下，是可以省略此吸收电路的” 是指什么平均电流吗？看看这个mosfet特性(dv/dt怎么变成mosfet集成的二极管的参数了?)：
作者：音乐乐乐 2006-12-28 19:29:00 |
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| 回复32 mosfet在关断时损耗哪来的呢？399965 |
mosfet在导通时将漏感的能量断路，这是损耗，但断开时怎么损耗的呢？
作者：音乐乐乐 2006-12-28 19:41:00 |
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| 回复33 两个dv/dt参数的不同399966 |
2003年之前的型号，dv/dt只有1个参数，就是场效应管内与场效应管并联的2极管，在正向导通再反向时，2极管压降的电压恢复速度。 2003年以后的新型号，除了仍有上述的参数外，还另有一个dv/dt参数，就是最大能耐受的dv/dt. 这是因为场效应管有个“寄生3极管效应”，如果dv/dt太大，就会使寄生3极管发生2次击穿。 在反激电路中，漏极负载是1个电感。当场效应管关断时，此电感电流达到最大值。关断后，此电感的电流要向漏极电容充电。充电时dv/dt与电流成正比，与电容成反比。由于漏极电容值很小，所以电压上升很快，容易造成寄生3极管发生2次击穿。若要避免击穿，有2法：1是减小电流，2是加大电容。后者就是RCD吸收电路。
作者：droum 2006-12-30 11:58:00 |
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| 回复34 关断损耗399967 |
导通状态时，电压为零； 关断时状态，电流为零； 因此上述两种情况没有功耗。 但从导通状态向关断状态转变时，是一个过程。在此过程中，电流逐渐下降，电压逐渐上升。此时电压电流不全为零。因此有很大的功耗。
作者：droum 2006-12-30 12:07:00 |
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| 回复35 按照楼上分析，那MOSFET在导通时应该也有损坏？399968 |
导通前电流为0，导通过程电压减小，电流增大，即电压电流也不全为零？
作者：音乐乐乐 2006-12-30 16:04:00 |
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| 回复36 从波形上看，mosfet得电压上升几乎为直线上升！399969 |
那dv/dt得多大啊！
作者：音乐乐乐 2006-12-30 16:12:00 |
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| 回复37 36楼，我在网上搜了不少RCD电路描述399970 |
基本上都是说是为了抑制尖锋电压，防止电压过高损坏开关管，没有提到是防止电流过快的啊！ 还有一个问题，有的电路没有用RCD电路，而是用的TVS和二极管，这种电路没有电容，应该起不到减缓电流过快的作用吧？那这样的电路只能选择03年后的mosfet并且其dv/dt满足条件的场合？
作者：音乐乐乐 2006-12-31 8:53:00 |
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| 回复38 导通时，损耗很小399971 |
因为反激式的负载是电感，管子稍微导通就引起电压大幅下降
作者：droum 2006-12-31 8:59:00 |
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| 回复39 以2sk3728为例399972 |
每微秒40kV,即每微秒4万伏，每秒400亿伏，每纳秒(ns)40V. 40kV/us=40V/ns=400000000000000V/s
作者：droum 2006-12-31 9:15:00 |
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| 回复40 两个RCD电路的不同399973 |
下图中，有两个RCD电路。 1个是管子上方的R12、C9、D4,另一个是管子右边的R11、C8、D5. 前者是你说的防止尖峰电压的， 后者是我说的防止电压上升过快的。 
作者：droum 2006-12-31 9:42:00 |
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| 回复41 如果没有用RCD电路399974 |
有的电路没有用RCD电路，而是用的TVS和二极管，这种电路没有电容，应该起不到减缓电流过快的作用吧？那这样的电路只能选择03年后的mosfet并且其dv/dt满足条件的场合？ ========================================================= 不是“电流过快”，应为“电压上升过快”。 这样的电路最好选择03年后的mosfet并且其dv/dt满足条件的场合。 但一般厂家（甚至研究所）不知道这一点，所以他们的产品返修率高达10%以上。
作者：droum 2006-12-31 9:48:00 |
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| 回复42 真是啊，我在网上看到的RCD电路都是上方的那种399975 |
没有见过下面的，看样子这方面知道的人还真不多呢！ 但问题是即使知道了mosfet的ds最大dv/dt，实际开关管关断时的dv/dt又如何计算呢？这电容C8的充电也没电阻啊，是不是等于电容C8串漏感的半个振荡周期？ 如果不加下面这个RCD电路呢？用mosfet的输出电容来进行计算？
作者：音乐乐乐 2006-12-31 15:32:00 |
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| 回复43 并联的电阻起什么作用？399976 |
并联的电阻起什么作用？
作者：音乐乐乐 2006-12-31 16:36:00 |
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| 回复44 电阻是给电容放电用的.399977 |
如果没有电阻，那么电容两端的电压没办法释放，经过几个周期之后，它就没办法再吸收尖峰了，即相当于一个峰值检波器，保存了峰值. 加上电阻后，在开关管导通时,二极管截止，电容上的电就通过电阻释放掉. http://bbs.21ic.com/club/bbs/ShowAnnounce.asp?v=&ID=2382659
作者：computer00 2006-12-31 18:00:00 |
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| 回复45 不是电阻而是变压器电感对C8和C9充电399978 |
电阻的作用是放电
作者：droum 2006-12-31 18:29:00 |
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| 回复46 如果不加下面这个RCD电路,用mosfet的输出电容来进行计算399979 |
如果不加下面这个RCD电路,用mosfet的输出电容来进行计算
作者：droum 2006-12-31 18:43:00 |
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| 回复47 多谢，还有几个问题399980 |
1、计算的变压器电感是总电感还是漏感？ 2、知道电感和电容后又如何计算呢？ //3、我看了一下IRF的，这个公司所有的MOSFET都没有给出dVds/dt参数（包括03年之后的），是不是只能选其他公司的产品了？
作者：音乐乐乐 2006-12-31 19:30:00 |
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| 回复48 原来irf是这么定义的399981 |
dv/dt CAPABILITY Peak diode recovery is defined as the maximum rate of rise of drain-source voltage allowed, i.e., dv/dt apability. If this rate is exceeded then the voltage across the gate-source terminals may become higher than the reshold voltage of the device,forcing the device into current conduction mode, and under certain conditions a catastrophic failure may occur. There are two possible mechanisms by which a dv/dt induced turn-on maytake place. Figure 14 shows the equivalent circuit model of a power MOSFET, including the parasitic BJT. The first mechanism of dv/dt induced turn-on becomes active through the feedback action of the gate-draincapacitance, CGD. When a voltage ramp appears across the drain and source terminal of the device a current I1 flows through the gate resistance, RG, by means of the gate-drain capacitance,CGD. RG is the total gate resistance in the circuit and the voltage drop across it is given by:
作者：音乐乐乐 2006-12-31 19:49:00 |
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| 回复49 续399982 |
续
作者：音乐乐乐 2006-12-31 19:53:00 |
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| 回复50 计算的变压器电感是总电感还是漏感？399983 |
不是漏感，但我也不知道是否应该把它做叫总电感。 反激式的原理，就是用一个管子把1个电感导通，然后突然关断，迫使这个电感的电流转为输出电流。 至于如何计算，要看你要计算啥。
作者：droum 2007-1-1 14:34:00 |
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| 回复51 就是要计算dv/dt啊399984 |
假如已知电感量L，mosfet输出电容Coss，电感断开前的电流I，如何计算mosfet断开后的dv/dt？
作者：音乐乐乐 2007-1-1 18:16:00 |
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| 回复52 假设没有负载绕组，即只有电感量为L的绕组399985 |
原来电流为I,开关断开瞬间,电流保持不变,仍为I. 这时mosfet以及电路的分布电容总和为C,那么电荷的改变为dQ=I*dt,而电压的改变dv=dQ/C=I*dt/C=I/C*dt. 所以有dv/dt=I/C. 例如,C为100pF,I为1A,那么就有dv/dt=1/(100e-12)=1/(1e-10)=1e10 (V/S) 如果开关频率为100KHz,那么半周期就是(假设占空比为50%)5us,所以电压有1e10*5e-6=5e4=50000V. 以上计算是假设L很大,即认为dI为0条件下计算的,如果再加上电流变小的影响, 即，可能变压器中没有存储这么多能量，所以不一定能达到这么高的电压. 所以加大C可以降低这个电压.因而通常都人为的并联一个电容上去.为了加快导通速度， 不是直接并联，而是通过串联一个二极管再并联上去.
作者：computer00 2007-1-1 19:00:00 |
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| 回复53 嗯，00算的比较有道理，这么说也是挺大的了399986 |
我的输入平均电流是400mA，占空比50％的话就是1A，峰值电流应该有2A，不过峰值电流应该不是出现在关断瞬间的吧？ IRF7465的输出电容在25V时是80pF，1V时是400pF，按照80pF算差不多，有13V/nS呢，数据手册给的是7.8V/nS，这么算是超了？
作者：音乐乐乐 2007-1-1 20:58:00 |
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| 回复54 电容和电阻值的计算是不是这样的：（修改）399987 |
并联100pF的功耗： 输入电压为36V，断开电压按照50V计算???????????????，280KHz开关频率， Q=UC; 平均电流I=Q/2T; P=UI=U*Q/2T=U*U*C/2T=U^2*C*f/2=2500*100*(10e-12)*280*1000/2=0.035W； 按照00的100pF为10V/nS，外加一个330pF电容dv/dt=10/3.3=3V/nS，此时损耗为0.1155W， 而按照这种算法droum的图功耗为0.5W(电压按照300V计算),是这么算的吗？他的图为什么要用2W的电阻呢？ 看看电阻阻值： droum贴的那个图RC=2.7*680*10e-9=1.84uS； 开关频率为f=1.72/RC=1.72/(10*1000*2.2*10e-9)=78KHz;T=13uS; RC/T=0.142 按照这个来算一下：R=0.142*T/C=0.142*3.57*10e-6/330*10E-12＝1.45K 得出：C=330pF;R=1.5K@0.25W；耐压呢？C取100V够不？ 不知上述计算合理不？
作者：音乐乐乐 2007-1-1 21:45:00 |
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| 回复55 电流是慢慢减小的，所以在关断时最大399988 |
不过暂时还没想明白，这个dV/dt太大对管子有什么伤害？为啥要关心这个参数呢？ 我觉得看最大电压就行了，不要让管子击穿了。 事实上，上面计算出的电压是大大超出实际电压的。 假设你的电感量为100uH，那么电流为2A时的储能为 I*I*L/2 = 2*2*100e-6/2=2e-4焦。 由U*U*C/2 = 2e-4 ，所以电容上可能的最大电压为：根号（(4e-4)/(100e-12)）=根号(4e6)=2000V。 当然，如果电感量比这个小的话，电压会更小。 由于还存在着负载回路以及其它因素，实际上的电压比这个还小得多。
作者：computer00 2007-1-1 21:49:00 |
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| 回复56 00,看看50和51楼我贴的两个图就知道为什么要限制dv/dt了399989 |
变压器电感没那么大，只有6uH，电压尖锋大小上班测量一下，记忆中应该再60V以下的。 有三个问题需要确认： 1、00对dv/dt的计算方法是否正确； 2、上述计算R和C参数方法是否正确； 3、如果实际测量中尖锋电压不超过60V，而mosfet的VDS最大为150V，需不需要加上面的那个RCD尖锋吸收电路？（板子空间确实有限，加下面的那个RCD已经够呛了） 这三个问题搞懂了我才可以放心的设计啊！
作者：音乐乐乐 2007-1-1 21:57:00 |
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| 回复57 明白了，上升率太大，可能会导致管子导通，从而引起发热399990 |
不过这么短的时间，应该发热量不大吧。 那个dv/dt的计算只是粗略的估算，由于有NT吸收回路，加上负载回路，还有功率也不是太大，我想漏感应该不至于损坏FET吧。 但是通常都是加个保护电路以绝后患。 你用示波器看看它的上升率，应该可以看出来吧，设置为上升沿触发，然后把波形宽，看看上升率是多少。 到底省掉安不安全，我也不大清楚，只有用实践来验证了。
作者：computer00 2007-1-1 22:33:00 |
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| 回复58 路过399991 |
谢谢各位的精彩回复，学习了！ http://www.bai68.com/index.php?a=caicai18
作者：lihaichuan 2007-1-2 10:37:00 |
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| 回复59 上升时间几个nS，一般示波器看不清吧399992 |
我已经把MOSFET并联的那个RCD给加上了，R取的0805封装（0.125W）1.5k，C取的0805（330pF，100V,不不知道这个封装有没有150V的，上班时去问一下），D封装为SMB，还没找好型号。 上面的那个如果实测峰值小于60V而mosfet耐压150V的情况下不知道能否省略。
作者：音乐乐乐 2007-1-2 10:38:00 |
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| 回复60 计算dv/dt之法399993 |
用电感电流除以电容。当没有RCD电路时，电容就是漏极电容与分布电容（含变压器的分布电容） 由于漏极电容是个随漏极电压大幅变动的变量，所以不大好算。 示波器要用100MHz以上的。
作者：droum 2007-1-2 19:10:00 |
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| 回复61 因为电流波形不是直流也不是正弦399994 |
所以电阻功耗计算比较复杂。
作者：droum 2007-1-2 19:18:00 |
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| 回复62 dv/dt为电感除以电流，第一个问题解决了，00的计算是对的399995 |
////////有三个问题需要确认： ////////1、00对dv/dt的计算方法是否正确； ////////2、上述计算R和C参数方法是否正确； ////////3、如果实际测量中尖锋电压不超过60V，而mosfet的VDS最大为150V，需不需要加上面的那个RCD尖锋吸收电路？（板子空间确实有限，加下面的那个RCD已经够呛了） 我觉得电阻的功耗计算应该不难，一个周期电阻的功耗最多为电容的电量全部放光对吧？而电容的容量是知道的C=330pF，电容的电压上限也是可以测量的（按照U=60V计算），周期也是知道的：T=4uS（250KHz）。 电阻功耗就相当于在时间T里将电容电量Q=Vp*C放光的功耗： 由于能量J=U*U*C/2 所以功率P=J/T=U*U*C/2T=60*60*330*(10e-12)/2*4*(10e-6)=0.1485W 选择电阻1206封装0.25W,在90度时功率为：64％*0.25=0.16W。(原来的计算错误，用了0805电阻功率可能不够，改成了1206了) 我觉得这么计算出的电阻功率应该是最大的情况下的功率了，不知对不？
作者：音乐乐乐 2007-1-3 0:49:00 |
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| 回复63 又发现一个问题，mosfet关断前电流是最大的399996 |
所以以前按照1A电流计算dv/dt是错误的，应该按照2A计算。100pF对应20V/nS，330pF对应6V/nS,器件最大值7.8V/nS，这个余量安全不？
作者：音乐乐乐 2007-1-3 9:33:00 |
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| 回复64 反激电源输出二极管发烫399997 |
我做了一个18～36V输入，5V2A,15V0.3A,-15V0.3A,24V0.1A的DCDC多路输出电源，（主路5V,其他路都是三端实现），本来主路电流并不大，但整流二极管非常烫，大概有80度吧，用示波器观测二极管上的波形，发现二极管从导通到关断波形振荡比较厉害，应该是变压器漏感造成的。请问一下MAYCHANG大师，这是不是导致二极管发烫的主要原因，应该怎么解决。我的变压器已经是原边包次边绕制的。多谢！
作者：zgqi_315 2007-1-3 11:10:00 |
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| 回复65 音乐乐乐估算电阻的方法是对的399998 |
至于7.8v/ns是否安全，我就不知道了。 这方面我没经验。 不知音乐乐乐把42楼的680p改为330p的理由是什么？
作者：droum 2007-1-3 11:21:00 |
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| 回复66 电流当然是关断时刻最大了399999 |
关断时刻，如果FET的电流为2A,那么关断后，电流仍保持不变,为2A. 开关管接通,电流不断增大; 开关管关断,电流不断减小. 我用1A来计算，只是假设关断时电流为1A,实际电流是多少，得看你的电路了。
作者：computer00 2007-1-3 14:10:00 |
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| 回复67 66楼恐怕用的是低频2极管吧？400000 |
66楼恐怕用的是低频2极管吧？
作者：droum 2007-1-3 14:44:00 |
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| 回复68 回69楼400001 |
我用的是YM3045，肖特级二极管，反向恢复时间是很快的。而且观测到的波形峰值并没有超过二极管的最大耐压。
作者：zgqi_315 2007-1-3 15:29:00 |
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| 回复69 改成330pF是为了降低功耗啊，前提是保证dv/dt的安全400002 |
经过计算330pF对应的dv/dt为6V/nS，器件的最大值为7.8V/nS，如果这个余量不安全的话就需加大电容值了，但肯定用不了680pF吧？ （说明一下，330pF计算的6V/nS省略了mosfet的内部输出电容，Coss在Vds为0时为420pF，Vds为25V时为80pF，所以实际dv/dt值应该比6V/nS小。由于dv/dt最大值出现在刚关断时即Vds=0V时候，此时Coss=420pF，所以按照mosfet的Coss＝100pF计算应该比较安全，dv/dt=6×330/430＝4.6V/nS，而器件允许7.8V/nS，我觉得这么看的话330pF应该是足够了）。 00,我的平均输入电流是500mA，峰值电流只能按照2A计算吧
作者：音乐乐乐 2007-1-3 15:41:00 |
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| 回复70 70楼，那是电副变电感和二极管电容形成振荡400003 |
用一个RC并联在二极管上可以，你在网上搜一下，有篇文章介绍的。 同样也是看到的电源图很少有这么处理的，包括droum贴的那个典型图，所以我也不知道我的电路中需不需要使用这个RC网络。
作者：音乐乐乐 2007-1-3 15:44:00 |
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| 回复71 遇到新问题！整流二极管的反向电压很高啊！400004 |
输出电压30V，3mA时： 二极管反向电压：峰值居然高达150V!
作者：音乐乐乐 2007-1-4 12:50:00 |
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| 回复72 输出30V，电流100mA，整流管反向电压400005 |
输出30V，电流100mA，整流管反向电压
作者：音乐乐乐 2007-1-4 12:52:00 |
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| 回复73 输出30V,3mA，mosfet的VDS波形：400006 |
输出30V,3mA，mosfet的VDS波形：
作者：音乐乐乐 2007-1-4 12:53:00 |
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| 回复74 30V,100mA,mosfet的VDS波形：400007 |
30V,100mA,mosfet的VDS波形：
作者：音乐乐乐 2007-1-4 12:53:00 |
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| 回复75 mosfet的VD好像挺好，基本没有尖锋电压(5V吧)400008 |
但是二极管反向电压为什么有那么大一个尖锋呢？
作者：音乐乐乐 2007-1-4 12:54:00 |
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| 回复76 哪个尖峰？400009 |
哪个尖峰？
作者：droum 2007-1-4 16:15:00 |
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| 回复77 就是第一二两个波形，是二极管的反向电压波形400010 |
第一个是轻载，第二个3W负载。 但两个波形的尖锋电压基本是相等的。 这两个波形都有一个很大的负尖锋（-110V对地，对输出是-140V）！而且第二个波形尖锋之后的负电压有-100V，为何那么低呢？ （示波器打开了表笔的×10档，可能电压有点偏差，正电压峰值显示近38V，实际是30V，即使按照这个计算的话，负尖锋和负尖锋之后的那段电压也分别为-110V,-79V(相对于输出正极而言)）。
作者：音乐乐乐 2007-1-4 17:08:00 |
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| 回复78 那个毛刺如何削弱？400011 |
作者：音乐乐乐 2007-1-4 23:13:00 |
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| 回复79 是这个负尖峰吗？400012 |
是这个负尖峰吗？
作者：droum 2007-1-5 11:23:00 |
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| 回复80 是啊，最下面有一个尖锋400013 |
是啊，最下面有一个尖锋
作者：音乐乐乐 2007-1-5 12:48:00 |
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| 回复81 副边负尖峰好像不是严重问题400014 |
也没看见别人去设法消除它 你如果想消除，可用RCD电路
作者：droum 2007-1-5 21:01:00 |
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| 回复82 那这个就先不管了把400015 |
但是我把示波器表笔短路后放在电源负极发现有最高峰值1V的波形，所以我测量电源纹波时也是这样的，现在没法正常测量纹波了，不知道怎么回事啊
作者：音乐乐乐 2007-1-6 10:15:00 |
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| 回复83 可能是干扰400016 |
可能是干扰
作者：droum 2007-1-7 11:44:00 |
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| 回复84 回69楼400017 |
如果2A是存直流，侧2极管功耗约1瓦。 但此2极管电流占空比极小，所以其有效值可能达到3瓦以上，要加散热片。
作者：droum 2007-1-7 11:50:00 |
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| 回复85 83楼的情况估计是变压器漏磁发出的磁场干扰。400018 |
消除的方法可以是： 1。对变压器进行磁屏蔽，例如扣在搪瓷盆下 2。把示波器表笔的连线尽量互相缠绕或贴近，尽量减少回路面积，并减小回路面的法线与变压器方向的夹角。
作者：droum 2007-1-7 12:01:00 |
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| 回复86 80楼的负尖峰是漏感，分布电容，和2极管存储电荷共同造成的。400019 |
减少漏电感与2极管存储电荷，可减小负尖峰的宽度，但对减小幅度作用不大。 改变分布电容，理论分析较为复杂，还是实验比较便捷。 采用瞬变抑制2极管或稳压管，效果很好而且简便。只是价格可能较高。 改选耐压更高的整流管也许更经济更简便。
作者：droum 2007-1-8 12:36:00 |
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| 回复87 也有人说那个干扰是因为初次级阻抗太大造成的400020 |
要在次级和初级之间加一个2200pF的电容就可以了，这是什么道理？我明天去试试
作者：音乐乐乐 2007-1-8 22:39:00 |
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| 回复88 那人说错了400021 |
那个干扰是变压器发出的漏磁造成的。在维持表笔短路的状态下，你把表笔的那两根连线分开与并拢一下，就可看出干扰明显变化了。 此干扰与Y电容无关。 你加1个电容时，最好串1个按钮开关，看看这个开关开与关时的干扰区别，就明白了。
作者：droum 2007-1-9 12:37:00 |
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| 回复89 可能我没说清楚400022 |
楼上说的Y电容是进线那个地方的滤波电容吧？而且是交流输入的？我这个输入是直流输入。 那人说的是将次级的负极和初级的负极通过一个电容连接，我试验了一下，效果非常显著，不过还是不懂其中的原理，尤其是这样对隔离效果会不会有影响（原理是完全隔离的，现在之间有一个电容了，隔离效果不好）？
作者：音乐乐乐 2007-1-9 18:51:00 |
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| 回复90 弄个图来说明这种共模干扰的来源400023 |
1、图中，C3、C4为Y电容，Cx为开关变压器初、次绕组的分布电容，由于初极工作在较大的脉冲电压下，即使几百PF的Cx，也能够在次级+/-端形成较大的共模干扰。在成品开关电源中，由于Y电容的存在，这个共模干扰被 Y 电容旁路了，故不会出现楼主所说的这种现象。 2、为什么楼主将示波器探头与探头地线短路了，在探头上还能有尖峰电压呢？ 原因在于探头地线不是理想地，电路的共模信号的通路是：Cx--》表笔地线--》示波器--》示波器交流地--》市电线路--》大地--》电源地。 共模信号的频率达数百K量级，探头地线上会产生一定的压降，楼主看到的波形，就是共模信号在探头地线上的压降。 为了证明是Cx引起的共模干扰，楼主可从两个方面试验： 1、可用一跟粗导线与探头线并排走，两端分别接示波器地和探头地，应该会发现尖峰电压幅度有所降低； 2、用10nF的电容跨接在初、级极地间，这种干扰会大幅度减小。 
作者：davidli88 2007-1-9 19:14:00 |
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| 回复91 在初次级地间跨接的电容，达到了Y电容的这部份功能400024 |
刚才有事走开了半小时，给楼主抢在前面了 83楼是存在等效电容Cx，初级的高压脉冲泄漏到次级了
作者：davidli88 2007-1-9 19:19:00 |
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| 回复92 大家关于dv/dt的讨论很好400025 |
刚才看了前几页的贴子，大家在近期讨论了MOSFET的动态dv/dt及本征二极管的应力dv/dt，MOSFET还有一个应力参数：静态dv/dt，在栅极阻抗较大时，静态dv/dt的影响比动态dv/dt大得多。这些内容我在1996年来深圳时就在市图书馆看到（好像是东大出版的），复印了至今仍然保存，已经很旧了，过几天扫描下来供大家参考。
作者：davidli88 2007-1-9 19:34:00 |
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| 回复93 91,92楼,我觉得有两个问题400026 |
1、即使干扰是有初级到次级，那么干扰不一定是通过cx传送得吧？既然初级和次级是变压器形式，那么初级得干扰完全可以通过磁场传给次级？ 2、这是最重要得一点，测量中发现，开关管导通时得干扰要开关管断开时得干扰大得多！这个如何解释？是因为开关管导通时把漏感能量短路所以干扰更大？ 等待楼上静态dv/dt的论述， 但是对于那个动态dv/dt得解决方法（就是并联在MOSFET得DS间得RCD电路）也有一个没搞明白问题： 这个RCD电路放电是通过电阻放掉得，而计算RC参数一般按照1/10得开关周期计算，如果按照50％得占空比，在开关管断开时电容得电已经放得差不多了，问题不大，但是，如果占空比只有5％呢？这时电容得放电时间极短（就是mosfet得导通时间很短），在mosfet断开时电容上得电压可能很高（设为Vs），不知道这在这种情况下这个缓冲电路还有没有效果？
作者：音乐乐乐 2007-1-9 20:43:00 |
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| 回复94 晕，看错了，那位老兄说的不是初次级的负之间400027 |
而是初次级之间，我试验的时是把输出的负极和输入的负极（输入负极和原线圈可没有直接连接哦）用电容连接，发现效果不错，直接连接初次级还没试，明天去看看。 这是电源网上老兄指点的： ——这种现象产生的根源是由于两个系统没能真正的共地（或者说共地点的阻抗过大）而形成的共模干扰窜入所至。真正解决起来交麻烦的，需要将测试设备（即；示波器）的供电系统独立出来，或示波器的交流供电输入加入滤波装置，其效果还不一定就很好。最简单的方法是；将你要测的开关电源初次极之间加一个2200PF/2000V电容，这时你再看看将示波器探针与地接触就会大大减小或消除该现象了。 ——不是次级绕组的两端。而是变压器初级与次极之间加一个高频瓷介电容。对于多绕组来讲，可分别在每个次极绕组对初级之间都加上一个电容，对于电容接在次极上的那一个端点，则要示次极是那一端为等效交流共地来确定，耐压可以选的低一些。这种现象只能说明你的电源工作状态不佳，所以才会出现较大干扰。同时你也会发现功率管发热量大及电源效率低。
作者：音乐乐乐 2007-1-9 20:57:00 |
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| 回复95 对上述的：400028 |
————对于电容接在次极上的那一个端点，则要示次极是那一端为等效交流共地来确定 应如何理解？
作者：音乐乐乐 2007-1-9 20:57:00 |
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| 回复96 右边rcd电路400029 |
计算RC参数一般按照1/5导通时间计算
作者：droum 2007-1-10 14:50:00 |
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| 回复97 如果此干扰是原次级分布电容引起的400030 |
那么，跨接1个比分布电容大得多的电容，岂不是加大了干扰？
作者：droum 2007-1-10 14:54:00 |
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| 回复98 回98楼400031 |
输入、输出地间跨接的电容（可看作Y电容）一般有几千PF，比分布电容大一、两个数量级，其对高频共模干扰信号的容抗很低，为共模信号提供了一个回路，故降低了负载侧的共模干扰
作者：davidli88 2007-1-10 16:08:00 |
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| 回复99 91楼图中400032 |
Y电容C4是直接跨接在输入输出侧的地间。它除了降低输入侧的共模干扰，还为Cx泄漏到输出侧的共模干扰提供低阻抗的回路，降你输出侧的共模传导干扰。
作者：davidli88 2007-1-10 16:18:00 |
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| 回复100 100楼老兄，这么说我的DC/DC输入电路需不需要加一个共模电感？400033 |
作者：音乐乐乐 2007-1-10 21:16:00 |
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| 回复101 droum——计算RC参数一般按照1/5导通时间计算400034 |
这是不可能的！在轻载时占空比可能只有1％，如果仍然按照1/5导通时间计算的话这个电阻将会非常小，所以不少例子是按照1/10的开关周期计算的，包括老兄提供的那个典型图，此时在1％占空比时RC常数为导通时间的10倍！也就是说导通时这个电容上的电基本没有怎么放掉！
作者：音乐乐乐 2007-1-11 7:08:00 |
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| 回复102 102楼：你主贴电路的输出，跟占空比关系不大吧400035 |
由于主贴电路没有加储能电感和继流二极管，理论上输出电压 U。= [（Ui-Vrs）*Np/Ns]-Vd，跟占空比没关系 式中，Vrs是源级对地电阻的压降，Vd是输出整流管的压降
作者：davidli88 2007-1-11 10:08:00 |
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| 回复103 看来这max5019还真的难用右边的rcd电路400036 |
因为它是通过调占空比来调压的，所以空载时场效应管导通时间太短，电容可能来不及放完电。
作者：droum 2007-1-11 13:28:00 |
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| 回复104 为什么选用max5019?400037 |
因为便宜么？
作者：droum 2007-1-11 13:52:00 |
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| 回复105 103楼，占空比跟负载有直接关系400038 |
负载大时占空比大，小时占空比小，试验结果也是这样的。 105楼：好像电流控制性的开关电源芯片都是调占空比的吧？选这是是因为样品方便拿，没其他原因，嘿嘿！ 另外那个输入的共模扼流圈对DC输入有没有效果？该不该加？应选择多大的电感呢？
作者：音乐乐乐 2007-1-11 14:53:00 |
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| 回复106 用MAXIM的都是大款400039 |
用MAXIM的都是大款
作者：davidli88 2007-1-11 14:54:00 |
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| 回复107 你这种用法轻载时效率会下降400040 |
中载至满载占空比基本不变，轻载时占空比下降，同时靠变压器内阻来消耗部份电能，稳定输出电压。
作者：davidli88 2007-1-11 15:07:00 |
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| 回复108 哈，max5019可能也是10多元？400041 |
其实我得应用负载在30％－80％之间，大部分情况是30％负载，没有轻载的情况。 但是占空比还和输入电压有关，电压高时占空比减小。 ——轻载时占空比下降，同时靠变压器内阻来消耗部份电能，稳定输出电压。 不太理解，芯片资料上没有提起。 输入的共模扼流圈对DC输入有没有效果？该不该加？应选择多大的电感呢？
作者：音乐乐乐 2007-1-11 18:42:00 |
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| 回复109 共模线圈是抑制传导干扰的400042 |
其模线圈加多大，得看EMI情况。十几元的IC都用上了，还吝惜共模线圈吗？
作者：davidli88 2007-1-11 18:56:00 |
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| 回复110 嗯，我决定加了，犹豫是因为空间的原因啊400043 |
我得板子太小了，想节约空间。 哪儿生产的质量比较好呢？最好是贴片封装的，谢谢啊！
作者：音乐乐乐 2007-1-11 19:33:00 |
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| 回复111 我要加输入滤波400044 |
我打算这样：串连电感——并联104电容——串共模电感——并联电容 这个电感和共模电感是不是感值越大越好？注意是直流输入！
作者：音乐乐乐 2007-1-13 22:42:00 |
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| 回复112 我这有一台康佳彩电机心是LA76810问题是看得一段时间自动变黑400045 |
你们能帮我解决这个问题吗谢谢 贵州省黎平县洪州镇
作者：吴寿权 2007-1-15 |
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| 回复113 呵呵，比较及时啊，问题解决了，多谢版主给置顶!400046 |
呵呵，比较及时啊，问题解决了，多谢版主给置顶!
作者：音乐乐乐 2007-1-16 12:31:00 |
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