ADSL信号的波峰因素要求电源提供足够的净空间电压，使电源电压比维持平均输出的电压高很多，从而增加了静态功耗和平均功耗。本文通过对驱动电路进行分析，介绍了一些快速确定不同驱动结构的效率计算方法。

    ADSL已成为连接家庭用户的一种主要宽带通信技术，该技术基于现有的电话双绞线来提供高达10Mbps的传输速率。在中心局，每一位用户都有一个专门的由数据泵、模拟前端和线路驱动器组成的“端口”。虽然CMOS特征尺寸不断减小使得数字数据泵性能得到不断提升，但是由于线路驱动的功率和电压要求使得CMOS方案难以实现。采用非标准工艺意味着线路驱动仍需要高速双极性工艺，其结果是驱动功能占整个系统功耗的比重越来越大。而另一方面，系统设计工程师不断努力增加电路板的密度，降低系统的复杂性，因此必须降低驱动放大器的功耗。目前设计工程师通过采用诸如综合输出阻抗和新型放大器结构等技术，已经解决了线路驱动效率问题。

    ADSL线路驱动器需要在普通100Ω的双绞线上加一个20.4dBm(110毫瓦)的信号，ADSL信号由256个离散音频段组成，功率密度为-40dBm/Hz，最终的信号特征类似于均方根电平为3.31V的噪声。为了保持低误码率，峰值信号不能超过放大器的输出范围，否则高出的信号将会被截去。当前的标准要求当峰值信号电平是均方值的5.3倍时(即17.54V峰值)放大器不能出现失真，因此放大器的电源电压要足够高，以满足如此高的峰值/平均值比率，这是效率问题的症结所在。

    驱动阻性负载的AB类放大器如图1所示。在理想状态下，电源加到负载上的功率为VOrms2/RL，加到系统上的功率与电源输出的平均电流VOave/RL和电源电压Vs的乘积成正比，效率就是这两个功率的简单比值。对很多波形来说，Vave/Vrms的大小可以很容易计算出来，这些波形以及相应的电压比值分别为：方波，1；正弦波，2√2/π；高斯噪声，√2/π。对一个理想放大器而言，Vs就是峰值输出电压Vp。这种情况下效率减小到VOrms2/VpVOave。从该式可以看出，输出信号的电压均方根值、均值和峰值这三个特征值对于计算效率都是必须的。对于ADSL信号(高斯信号)，采用理想AB类放大器的效率为0.24(Vs=17.54V, VOrms=3.32V, 静态功率Pq=0(见公式2))。

    应用中存在的问题

    然而，下面的两点使问题更加复杂化：首先，总有一些偏置电路和参考电路要消耗掉一部分静态功耗(Pq)；其次，考虑到晶体管及其它器件上不可避免地会产生压降，实际放大器的Vs总要比Vp高一些。ADSL信号线上的峰值电流大约为175mA，因此良好的线路驱动器都要求1至2V的净空电压。ADSL信号波形的波峰因素(crest factor)即峰值对平均电压的比率是产生上面问题的原因所在，要求电源为很少出现的峰值提供比维持平均输出要高得多的净空间电压，从而增加了静态功耗和平均功耗。

    值得注意的是，放大器输出级的一些偏置电流实际上加到负载上去了，这意味着大多数情形下实际的Pq值比产品手册上所声称的值小，对于不同结构的放大器会有所不同。将实际的电源电压Vs替换Vp，并加上静态功耗Pq，效率公式可以重写成公式1的形式，其中，PO是加在放大器输出端负载上总的功率，PO/E是系统的总功率。ADSL信号的效率计算如公式2所示。

    将这些结果应用到第一代AB类ADSL放大器中(见图2)。返回信号由电阻实现终结，每个电阻的阻值等于期望电阻的一半，这意味着放大器必须对负载提供23.4dBm的功率，一半的输出功率都将损耗在这些电阻上。因此，在计算净功耗(PO = 220mW)时必须把该因素考虑进去。此外，由于这完全是一个微分电路，在效率公式中我们使用VOrms微分的一半。

    图2中的变压器提供了隔离和阻抗变换功能，改变变压器的线圈匝数比可以提供满足驱动要求的电压。实际上，对于没有净空电压要求和静态电流的理想放大器来说，很重要的一点就是每个匝数比(N)都有一个对应的Vs值，并产生同样最大的效率。但是，高匝数比会产生很小的驱动阻抗、高峰值电流以及高无源损耗，因此，一般都要避免采用高匝数比。由于Pq值会随Vs增加而增加，对净空电压(以总电压百分比表示)的要求随Vs增加而降低，因此，对于每一个给定的匝数比，放大器实际上都会有一个峰值效率。如果在某一个匝数比所对应的Vs值和峰值输出电流与系统的要求一致，那么这个匝数比就是一个理想的选择。第一代放大器要求的典型参数值为：±15V电源电压、15mA静态电流、匝数比为2:1，因此整个放大器的功耗为2.4W。由于其余的单端口功率已经减少到400mW以下，放大器的这种功耗水平是不可接受的。

    当前的ADSL系统几乎都在反向终结电阻上采用综合输出阻抗来减少传输时的损耗(见图3)，这使得通过计算阻值给出适当的终结电阻和正向增益成为可能，但采用该方法会使返回信号衰减。值得庆幸的是，当前的接收放大器性能已经有很大的提高，线路终结电阻的阻值可以降低近10倍，因此放大器只须提供121mW的输出功率，以提供110mW的线路驱动功率。现在的AB类驱动器性能也有很大改进，在±12V时只需要4mA的电流，产生的总功耗约750mW。

    双电源设计

    采用双电源，设计工程师就能同时满足静态功耗和高Vs电压的问题。在实际应用中，一组低电压电源提供大部分静态电流和输出驱动，另一组高电压电源只提供峰值信号电压。采用双电源的放大器至少有两类：第一种为G类放大器，它有几组外部电源；另一种为H类放大器，其电荷泵电路会根据需要将低电源电压提高。H类放大器的优点是不需要额外的外部高电压电源，目前市场上已有只需要一个12V电源的H类ADSL放大器。

    由于存在上面几种不同情况，现在的效率计算更复杂。对于ADSL而言，必须计算两个区域的平均输出电压：输出电压从0转换成VT时，VT为输出端的转换电压，此处电流从低电压电源切换到高电压电源；电压从VT至无穷大时，电流由上端的电源提供。在计算电源所提供的功率时，分母有两项：对于G类放大器，一个电源就有一项；对于H类，需要额外的一项来计算电荷泵的电流。电荷泵电容的电流按时间的平均值必须为0，这样在峰值时的电源电荷必须要用+V电源或-V电源电流代替，即公式4第二项中的倍数2。与上面的形式相同，效率的两个公式如公式3和4所示。

    很明显，当VT/VOrms接近2时，采用G类放大器的效率具有一个峰值，这意味着在大约3.3V附近存在一个转换点。一个理想的G类放大器Vs1应该为3.3V，Vs2要正好等于峰值信号电压8.77V。在该条件下的效率为0.51。

    在双电源系统中，电荷泵可以将±Vs提高3倍，因此理想的H类放大器Vs为2.92V(8.77V/3)，效率为0.58。净空电压和允许通过二极管的压降来隔离两个电源意味着可以采用约为±5V的主电源，在电源电压为5V、静态电流为10mA时，H类放大器总功耗可以达到450mW，低功耗特性得到很大的提高。

    表1为不同类放大器的性能比较，表中的所有结果都是由图4的电路得到。第一步是计算PO和VOrms，PO是线上总的输出功率(110 mW)再加上所有的损耗，这里只考虑了产生在后端终结电阻上的功耗121mW。VO为输入电压乘以N再除以k得到的线上电压，选择N和k使VOrms为1.66V时的净倍增因子为1。

    作者：Scot Wurcer

    模拟器件公司

    Email: scott.wurcer@analog.com