吴星华 本文主要介绍高速ADC在成像应用中的微分非线(DNL)积积分非线(DNL)重要特性参数的测量装置与技术，并详细分析了新型逐次逼近转换器(SAC)架构测量装置的技术与应用特征。 高速、高分辨率ADC成像应用中的精度参数 近年来，具有优异静态和动态特性的高性能模拟-数字转换器(ADC)如雨后春笋层出无穷，这对于拓宽应用于通信和高速数据、图像采集的应用领域无疑是一埸及时雨，但伴随制造与使用这高速高分辨率ADC数据转换器时所带来的一个重要问题是“那如何测量这些性能的，应该采用什么设备或装置?”为此要讨论的是有关高速ADC两个重要特性，即微分非线性(DNL)和积分非线性(INL) 精度参数的测量技术。那为什么只是这二个参数呢? 应该说对于应用于通信和高速数据采集的高性能数据转换器来讲，它的电特性参数不仅只是DNL和INL二个，但在高分辨率成像应用中即微分非线性(DNL)和积分非线性(INL) 精度误差却具有重要意义。据此，将聚焦于DNL和INL这二个参数测量装置与技术的研究.当然除非经常接触模拟-数字转换器(ADC)，否则会很陌生或并不熟悉这些参数的精确定义和重要性。故应先对微分非线性和积分非线性的定义进行一下简要介绍。 关于微分非线性和积分非线性参数 微分非线性精度参数-误差定义 故名思义微分非线性就是对非线性(即台阶△)进行微分(即d△)，其在ADC中物理概念的微分非线性误差就是实际量化台阶与对应于一个LSB(最小有效位)的理想值之间的差异(见图1a所示)。 对于一个理想的ADC，其微分非线性(即台阶为△)为DNL=0LSB(只有对常数微分才为0)，也就是说每个模拟量化台阶等于1LSB(1LSB=VFSR／2N，其中VFSR 为满量程电压，N是ADC的分辨率)，跳变值之间的间隔(即△)为精确的1LSB。若DNL误差指标≤1LSB，就意味着传输函数具有保证的单调性，没有丢码。当一个ADC的数字量输出随着模拟输入信号的增加而增加时(或保持不变)，就称其具有单调性，相应传输函数曲线的斜率没有变号。DNL指标是在消除了静态增益误差的影响后得到的。微分非线性的数学表达式为： 微分非线性 =|[(V数字输出代码+1—V数字输出代码)／V最小有效位-理想值-1]| 其中，0”和“ QOUT输出端输出并送往积分器单元。每一次的比较结果都独立地控制开关的逻辑输入，驱动积分电路产生出满足需要的斜坡电压供给侍测器件的两路输人。这种方法具有其优越性，但也有一些不足之处： * 为了降低噪声，三角斜坡应该具有低的dV/dt.这有利于产生可重复的数码，但要获得精确测量需要很长的积分时间。 * 正、负斜坡的斜率必须匹配方可达到50%点，并且必须对低电平三角波取平均后才可获得所需要的直流电平。 * 在设计积分器时常常要求仔细选择积分电容。为了尽量减小由于电容器的“存储效应”而造成的潜在误差，要求积分电容必须具有低介质吸收。 * 测量精度正比于积分时间而反比于建立时间。 将一个数字电压表连接到模拟积分伺服环中，就可测出INL／DNL误差与输出数字量的关系。值得注意的是，在INL与输出数字量的关系曲线中，抛物线形或弓形曲线表明偶次谐波占导地位，若曲线呈“s”状，则说明奇次谐波占优。 上述测量装置既然有缺陷和不足，为此必须改型。 新型逐次逼近转换器(SAC)架构测量装置的技术与方法 逐次逼近寄存器(SAR)技术的使用 SAR的工作原理与天平相同。在天平上，重量未知物体置于平衡点的一侧，重量已知物体置于平衡点的另一侧，通过重量已知物体的拒绝和保留而最终使两侧达到完全平衡。然后，将保留下来的重量已知物体的重量相加即可测出重量未知物体的重量。在SAR中，输入信号就是重量未知物体，对其进行采样和保持处理。然后将该电压与逐渐知晓的电压相比较，并由转换器输出比较结果。与衡器不同的是，转换是通过采用电荷再分配技术来快速进行的。 由于SAR对输入信号的采样以及对采样值的保持一直到转换完成时才结束，因此，该架构对输入信号的性质未做任何假设，故信号无需是连续的。这使得SAR结构非常适合于那些可在转换之前使用多路转换器、或转换有可能每几秒钟只需要进行一次测量、或需要进行“快速”测量的应用。 逐次逼近寄存器(SAR) 使用目的 解决逐次逼近型转换器(SAC)架构组成的关键 为了克服上述积分型模拟伺服扳(环)测试方法上的不足，可以对伺服扳(环)中的积分单元加以改进，即用—个L位的逐次逼近寄存器(用于捕获侍测器件的数字输码)和一个L位DAC以及一个简单的平均值电路，再结合一个数值比较器，这样就组成了一个新型逐次逼近型转换器(SAC)结构(见图4所示)。 逐次逼近型转换器(SAC)的测试装置的工作过程 从图4逐次逼近型转换器(SAC)架构组成可知，由数值比较器对DAC进行控制、读取其输出、并完成逐次逼近。同时，DAC提供一个高分辨率的直流电平给被测N位ADC的输人。在这个实例中，采用一个16位DAC将ADC校准至1／8LSB精度，同时获得最可信转移曲线。 当接近终值时，由于受到噪声的影响，数值比较器会来回跳动而变得不稳定，此时，平均值电路的优势就突显出来了。平均值电路包含两个除法计数器。“参考”计数器具有2M个时钟的周期，其中M是一个可编程的整数，用来控制计数周期(同时也决定了测量时间)。“数据”计数器仅在数值比较器输出为高时递增，其周期等于前者的一半，即2M-1个时钟。 数据计数器只有当数值比较器的输出为高电平时才计数一次。两个计数器共同工作的效果是对高、低电平的数量进行了平均，结果被保存于一个触发器，并进而传送到逐次逼近寄存器。这个过程重复16次后便产生了完整的数字输出码。 实际上逐次逼近型转换器(SAC)转换的工作类似于旧时药剂师的天平。一边是未知的输入采样，另一边是由SAC／DAC结构产生的首个砝码(最高有效位，等于满刻度的一半)。如果未知重量大于1／2FSR，则保留首个砝码并再增加I／4FSR。否则，用1/4FSR砝码代之。 将这个步骤重复N次，从MSD到LSD，SAC就可得到所需要得输出代码。N是SAC结构中DAC的分辨串，每个砝码代表 一个二进位。 逐次逼近型转换器(SAC)架构测试装置优点和不足之处 * 测试装置的输入电压由数字量定义，这样可以简便地调节求取平均值的测式样点。 * 逐次逼近方式提供给待测器件模拟输入的是一个直流电平，而非斜坡电压。 *不足之处在于，反馈环中的DAC限制了输人电压的分辨率。 微分非线性和积分非线性参数的动态测试 要测定ADC的动态非线性，可以对其施加一个满度正弦输入，然后在其全功率输人带宽内测量转换器的信噪比(SNR)。对于一个理想的N位转换器，理论SNR(仅考虑量化噪声，无失真)为：SNRdB=N X 6.02+1.76 这个公式包含了瞬变、积分非线性和采样时间的不确定性等效应的影响。除此之外的非线性成分可以通过测量恒频输入时的SNR来获得，并可得到一个随输入信号幅度的变化关系。例如，使信号幅度扫过整个输入范围，从零到满量程或者反之，当输人幅度逼近转换器满量程时，转换输出将与信号源发生较大偏移。要确定产生这种偏移-排除失真和时钟不稳定性因素-的原因，可采用频谱分析仪分析量化噪声与频率的关系。 结束语 应说说还有很多其他方法也可以用来测试各种高速和低速数据转换器的静态和动态微分非线性和积分非线性参数。本文提供的是一些有关在成像应中 MAX108高速ADC典型运行参数产生原因与测量装置及方法，所使用的工具和技术也很简单，其测量装置非但方便而且精确.介绍的MAX108高速ADC是在自动化测试装置中应用。 特别需要指出的是，新型逐次逼近转换器(SAC)架构测量技术的使用不仅在成像应中，而且正由于它在所有的场合转换时间都保持不变，而且，与流水线或厶∑型转换器相比，其采样至转换延迟极短。SAC型转换器是诸如工业控制、电机控制、电源管理、便携式／电池供电式仪器、PDA、测试设备和数据／信号采集等实时应用的理想选择。 参考文献:1、Johns，D，mid K Mamn．1997 AnalogIntegrated Circuit Design2、MAXIM Engineerh Journal VOL.41.3、Texas Instruments 公司数据转换器选择指南2004.094、Maxim 公司产品手册2003年