AD606
偏移控制环路
相对输出 - 分贝
偏移控制环路归零输入偏移电压，并且套
向上偏置电压输入引脚INHI和INLO 。全
该偏移控制环路的理解是很有用的，特别是
使用较大的输入耦合电容器和一个外部时
滤波电容器，以降低最小可接受的工作
频率。环的主要目的是延长的下
在该情况下，动态范围的端部处的偏移量的电压
第一级应足够高，以使后面的阶段，以
过早地进入，因为高的直流增益限制（约
8000）主放大器系统。例如，偏移
只有20电压
µV
会成为160毫伏的输出处
在主放大器的最后阶段（最终限制器仲前
化） ，驾驶最后阶段顺利进入限制。在没有
噪音，这限制只会导致对数输出
停止成为低于一定的信号电平低了的
输入。偏移也将降低对数conform-
ANCE在这一地区。在实践中，第一阶段的有限噪声
也可在此方面的作用，即使在直流偏移为零。
图3示出了该环的一个表示，减少到从本质
tials 。图中紧密地对应于内部电路，
和正确地示出了输入电阻。因此，正向增益
主放大器的部分是7
×
11.15分贝，但是，环路增益
因为所形成的衰减网络中的下降
RB1和RB2和输入电阻RA 。连接
极性是这样的，以产生负反馈，从而减少
输入偏移电压由直流环路增益，这里大约50分贝，
即，以大约316倍，我们使用一个
迪FF erential
代表性
化，因为以后我们将检查结果向
在事件的交流耦合电容电响应时间
ç器
C1
和C
C2
不完全匹配。请注意，这些电容
器，以及形成一个高通滤波器，在所述信号
正向通路，还介绍在反馈路径中的极点。
+1
RB1
30k
C
C1
RA
2.5k
C
C2
RB2
30k
+1
CF1
30pF
RF1
360k
FIL1
R
Z
78dB
0V
TO FINAL
限
舞台
CF2
30pF
FIL2
RF2
360k
C
Z
该回路的作用是毡仅在动态的下端
范围，即从约80 dBm至-70 dBm时，并且当
信号的频率是所述通带的下边缘附近。因此，
这是获得使用建议的小信号的结果
模型并没有表示出该交流电响应的中度到高
信号电平。图4示出了该模型的响应
默认情况下（使用C
C
= 100 pF的和C
Z
= 0），并且用C
Z
=
150 pF的。在一般情况下，一个
最平坦交流
反应发生当C
Z
大约是两倍ç
C
（为内部应适当地考虑
30 pF的电容） 。因此，对于音频应用，可以使用
C
C
= 2.7
µF
和C
Z
= 4.7
µF
实现了高通转角
（-3 dB为单位） ，在25赫兹。
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
–10
–20
10k
100k
1M
10M
输入频率 - 赫兹
100M
C
Z
= 0pF
C
Z
= 150pF的
图4.频率偏移控制环路响应
C
Z
= 0 pF的和C
Z
= 150 pF的（C
C
= 100 pF的）
然而，最平坦的交流电响应不是最佳的两
特殊情况。首先，在RF输入电平被快速脉冲，
快速边沿会导致环路滤波器环。其次，振铃
使用电特性，并且在交流时，也可能发生
耦合电容不完全的值相匹配。我们将EX-
胺后者的情况下在某一时刻。振铃线性放大器
是烦人的，但在一个对数放大器，而其大大提高灵敏度
两者均以接近零的信号，它可以是破坏性的。
以优化低的水平的精度，即，实现了高度
在此滤波器衰减的脉冲响应，则建议在 -
CLUDE电阻R
Z
串联使用C的增加值
Z
。一些
试验可能是必要的，但在操作
的C系列3 MHz至70 MHz的价值观
C
= 100 pF的，C
Z
= 1 nF的
和R
Z
= 2 kΩ的是接近最优的。操作下降到100千赫
采用C
C
= 10nF的，C
Z
= 0.1
µF
和R
Z
= 13 kΩ的。图5示出了
与这些滤波元件的AD606典型连接
补充说。
C
Z
COMM
PRUP
VPOS
INHI
FIL1
FIL2
图3.偏置控制回路
内部电阻RF1和RF2结合接地
电容器CF1和CF2形成在15kHz的低通滤波器。这
频率可任选通过加入一个外部的降低
最终电容C
Z
，并在某些情况下，一系列的电阻器R
Z
。此，在
与形成在所述输入端的低通部分结合cou-
耦，结果在两磁极高通响应，落下的
40分贝/十以下的角频率。阻尼系数
此过滤器依赖于比C
Z
/C
C
（当C
Z
>>C
F
）和
还对R的值
Z
.
列入本控制循环对高频无效果
响应AD606的。也不对低频任何影响
当输入振幅大大高于昆西响应
输入失调电压。
–6–
R
Z
LADJ
OPCM
AD606JN
COMM
VLOG
LMLO
ISUM
ILOG
INLO
BFIN
图5.使用C ++
Z
和R
Z
为补偿控制环路
赔偿金
LMHI
版本B
AD [ ANALOG DEVICES ]
