IRFP450场效应管500V,IRFP450,正品全新原装,TO-247AC全新原装正品,TO-247封装

摘要：分析了电容输入式滤波整流器上电时对电源的浪涌电流冲击及危害，介绍了常规解决办法及存在的问题，提出一种实用解决方案。

关键词：浪涌电流；抑制；AC/DC变换器

1 上电浪涌电流

目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

2 上电浪涌电流的限制

限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

3 上电浪涌抑制模块

3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

3.2 无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

3.3 测试结果

A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或35mm×25mm×11mm。

B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

4 结语

开关电源上电浪涌电流抑制模块的问世，由于其外接电路简单，体积小给开关电源设计者带来了极大方便，特别是无限流电阻方案，国内外尚未见到相关报道。同时作者也将推出其它冲击负载（如交流电机及各种灯类等）的上电浪涌电流抑制模块。

传统上，PFC（功率因数校正）离线功率转换器的设计带有两个功率级：第一个功率级通常情况下是一个升压转换器，因为此拓扑结构中有连续的输入电流，可使用乘法器以及平均电流模式控制进行改变，以获得近乎一致的功率因数 (PF)。不过，升压转换器要求有比输入更高的输出电压，同时要求一个额外的转换器将电压步降到可用水平（见图 1）。

图 1 两功率级转换器的功能结构图

传统的升压转换器有一个固定的输出电压，比最大的峰值线电压要高。尽管如此，我们也不必对它进行调节，因为步降转换器（2 功率级）可对变量进行调节。只要压升超过峰值输入电压，转换器就会进行适当调节。使用升压跟随器对线电压的变化进行跟踪响应有着许多好处，比如缩小的升压电感器尺寸，以及在峰值线电压较低时更低的开关损耗。

图 2 升压跟随器和传统 PFC 预调节器的输出电压如何对 Vin(t) 进行跟踪

升压电感 (L)

对升压电感的选择是根据最低峰值线电压为 (Vin(min) 、占空比 (D) 为最大时所允许的最大纹波电流 (ΔI) 而定的。以下方程用于计算每一类（传统或跟随器型）预调节器功率级中的电感。ΔI 为峰值输入电流的 20%[5]；Pout 为最大输出功率；而 Vout (min) 则为最小升压输出电压。这些方程表明，在输入电压范围较大时，升压跟随器拓扑结构中的电感会小很多。

例如，若要在具有 85V～265V 宽泛输入范围的 250W 应用中，跟踪输入电压的输出电压范围为 206V～390V 时，使用上述的方程对升压跟随器拓扑的电感进行计算，将需要 570 μH 的电感。同样的条件下，对传统的 390V 固定直流输出拓扑而言，则需要 1mH 的电感。

升压开关损耗

以下方程计算了升压 FET 中的功率损耗 (PQ1) [3][5]，并表明相对于传统 PFC 而言，当线电压较低时，寄生 FET 的电容损耗 (PCOSS) 以及 FET 的转换损耗 (PFET_TR) 在升压跟随器 PFC 中会小很多。这是因为线电压较低时输出电压 (Vout(min)) 在升压跟随器 PFC 中会小很多，从而减少了整体的开关损耗。

例如，一款 IRFP450 HEXFET（同样的条件应用于升压电感）的功率损耗在升压跟随器中为 11.5W，而在传统的调节器中的功率损耗则为 19.5W，也就是说在线电压较低时，升压跟随器的效率高出大约 3%。

图 3 升压跟随器型 PFC 与传统 PFC 的实验室结果比较

升压 FET 散热片尺寸的缩小

升压 FET 散热片尺寸的计算在输入电压最低时进行，因为此时 FET 功率损耗最高。以下方程可用于计算传统或跟随器型要求的散热片 (Rθsa) 的最小热阻。其中，Tjmax 为最高的结温，Tamb 为最高的环境温度，Rθjc 为半导体接面至外壳的热阻，而 Rθsc 则为散热片到外壳的热阻抗。

通过该方程我们可以看到，由于 FET 功率损耗 (P_semi) 减少并且热阻抗上升，因此要求的散热片尺寸缩小--这是升压跟随器相对传统拓扑的又一好处。通过升压开关损耗部分已计算得出的功率损耗，我们可以选择升压跟随器和传统 PFC 预调节器的散热片，以更明显地看到升压跟随器的这一优点。对传统拓扑或跟随器型拓扑的设计要求是 Tjmax 不能超过 FET 最大额定温度的 75%，而 Tamb 则通过线性速度为 150 英尺/分的风扇维持在 40°C。所使用的 IRFP450 在传统拓扑中要求的 AVVID 散热片部件编号为 53002（体积大约为 4.125 立方英寸），而在升压跟随器拓扑中则要求为 AVVID 531202（大约 1.38 立方英寸）--体积缩小了大约 66%。

保持电容的选择

不幸地是，如果不增加成本，那么您也就没有办法获得更多的性能。在您得到好处的同时，在电路中也包含进了另一些缺点，包括更慢的瞬态响应以及更大的保持电容 (Cboost)，以下方程可估算出要求保持时间为 (tholdup) 的电容大小。Vholdup 是设计要求的保持电压的大小。

对升压跟随器和传统预调节器的最小要求保持电容进行计算表明了在升压跟随器拓扑中，电容可以高到何种程度。在 250W 具有 16.7-ms 保持时间和 85-V 保持电压的应用中，传统拓扑的最小输出电压 Vout (min) 为 390V,而升压跟随器拓扑则为 206V。升压跟随器拓扑要求的保持电容大约为 330 μF，而传统的转换器拓扑则仅需要 150 μF。

结论

升压跟随器型 PFC 预调节器相对传统 PFC 预调节器而言，有更多的优点，电源设计人员对这些优点也颇感兴趣。其优点具体包括升压跟随器型 PFC 在线电压较低时有更高的效率，更小的升压开关散热片，以及更小的升压电感器，从而满足了相似电源的要求。不幸地是，为了得到使用升压跟随器带来的好处，设计人员将面临更慢的瞬态响应，以及更大的升压保持电容。

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