AD603的级联使用、应用和注意安全详细解析

级联使用AD603

两个或多个AD603可以串联连接，以实现更高的增益。必须始终使用交流耦合，以防止每个放大器输出端的直流偏移电压在最大增益下使以下放大器过载。所需的高通耦合网络通常只是一个电容器，选择它来设置与定义良好的100不一致的所需拐角频率Ω 以下放大器的输入电阻。

对于两个AD603，总增益控制范围变为84 dB（2×42.14 dB）；级联级的整体-3dB带宽将有所降低。根据引脚捆扎的不同，两个级联放大器的增益和带宽范围可以从-22 dB到+62 dB（带宽约为70 MHz）到+22 dB到+102 dB（频带约为6 MHz）。

在屏蔽操作中，有几种连接增益控制输入的方法。选择取决于实现尽可能高的瞬时信噪比（ISNR）是否重要，或者最小化增益误差中的纹波是否重要。以下示例展示了AD603的最大带宽编程特性；这些解释适用于对设置最大增益的安排进行适当更改的其他增益/带宽组合。

顺序模式（最佳信噪比）

在顺序操作模式下，ISNR在尽可能多的增益控制范围内保持在最高水平。图35显示了在-22 dB至+62 dB的增益范围内的信噪比，假设输出为1 V rms和1 MHz带宽；图36、图37和图38显示了实现这一目标的一般连接。在这里，两个正增益控制输入（GPOS）由范围为0V至+2V的仅为正的接地参考源并行驱动，而负增益控制输出（GNEG）由稳定电压偏置，以提供所需的增益偏移。这些电压可以由从公共电压基准操作的电阻分压器提供。

图35:信噪比与控制电压——顺序控制（1 MHz带宽）

增益被抵消，使得A2的增益在A1的增益达到最大值后增加。请注意，对于-600 mV或更低的差分输入，单个放大器（A1或A2）的增益将处于-11.07 dB的最小值；对于+600 mV或更高的差分输入，增益将达到31.07 dB的最大值。超出这些限制的控制输入不会影响增益，并且可以容忍而不会损坏或折叠响应。这是AD603增益控制响应的一个重要方面。（有关允许电压范围的更多详细信息，请参阅技术规格部分。）增益现在为：

其中VG是施加的控制电压，GO由所选的增益范围决定。在下面的注释中，假设使用了最大带宽连接，其GO为-20 dB。

图36:AD603顺序控制操作VC=0 V的增益控制输入计算

图37:AD603顺序控制操作VC=1.0V的增益控制计算

图38:AD603顺序操作VC=2.0 V的增益控制输入计算

参考图36、图37和图38，注意VG1是指A1的差分增益控制输入，VG2是指A2的差分收益控制输入。当VG为0时，VG1=-473 mV，因此A1的增益为-8.93 dB（回想一下，在最大带宽模式下，每个单独放大器的增益在VG=-500 mV时为-10 dB，在VG=0 V时为10 dB）；同时，VG2=-1.908 V，因此A2的增益固定在-11.07 dB。因此，总增益为-20dB。见图36。

当VG=+1.00 V时，VG1=1.00 V−0.473 V=+0.526 V，这将A1的增益设置为接近其最大值31.07 dB，而VG2=1.00 V-1.526 V=0.526 V，这会将A2的增益设置在接近其最小值-11.07 dB。仔细分析表明，AD603既没有完全达到最大增益也没有完全达到最小增益的程度在整体增益中完全抵消，目前为+20 dB。见图37。

当VG=2.0 V时，A1的增益固定在31.07 dB，A2的增益接近其最大值28.93 dB，导致整体增益为60 dB（见图38）。图39进一步阐明了这种操作模式，图39是A1和A2的分离值以及总增益与控制电压的关系图。图40是级联放大器的信噪比与控制电压的关系图。图41是扫描级的增益误差与控制电压的关系图。

图39:顺序控制中的单独增益和总体增益图

图40:级联级的信噪比——顺序控制

图41:级联级的增益误差——顺序控制

并行模式（最简单的增益控制接口）

在这种模式下，电压的增益控制并行应用于两个输入端——A1和A2的GPOS引脚都连接到控制电压，GNEW输入端接地。然后，增益缩放加倍到80 dB/V，对于80 dB的增益变化，只需要1.00 V的变化：

其中，与之前一样，GO取决于所选的范围；例如，在最大带宽模式下，GO为+20 dB。或者，GNEG引脚可以连接到0.500 V的偏移电压，在这种情况下，GO为-20 dB。

在这种情况下，增益纹波的幅度也加倍了，如图42所示，而A2输出端的瞬时信噪比现在随着增益的增加呈线性下降，如图43所示。

图42:级联级增益误差——并联控制

图43:级联级的ISNR——并行控制

低增益纹波模式（最小增益误差）

如图41和图42所示，增益中的误差是周期性的，即它显示出一个小的波动。（请注意，由于主插值，输出偏移电压也会发生变化，但幅度并不精确。）通过将A1和A2的增益偏移应用周期的一半，即3dB，可以消除两个放大器的残余增益误差。图44显示了以这种方式配置时波纹要低得多。图45展示了ISNR与增益的函数关系；它与并联模式非常相似。

图44:级联级增益误差——低纹波模式

图45:ISNR与控制电压——低纹波模式

应用

一种低噪声放大器

一种低噪声AGC放大器显示了AD603作为AGC放大器连接的便利性。该电路说明了前面讨论的许多要点：它使用很少的部件，具有线性dB增益，从单个电源工作，在顺序增益模式下使用两个级联放大器以获得最大的信噪比，并且外部电阻器对每个放大器的增益进行编程。它还使用了一个简单的温度补偿探测器。

该电路由单个10 V电源供电。电阻器R1、R2、R3和R4将A1和A2的公共引脚偏置为5V。该引脚是一个低阻抗点，必须具有低阻抗接地路径，由100μF钽电容器和0.1 uF陶瓷电容器提供。

级联放大器以顺序增益工作。这里，A1和A2的引脚2（GNEG）之间的偏移电压为1.05 V（42.14 dB×25 mV/dB），由电阻器R5、R6和R7组成的分压器提供。使用标准值，偏移量并不精确，但对于此应用程序来说并不重要。

A1和A2的增益分别由电阻器R13和R14编程为约42dB；因此电路的最大增益是其两倍或84dB。通过适当选择R13和R14，增益控制范围可以向上偏移多达20dB。

在Vour相对于Q1的基极电压为负的时间段内，Q1导通；当Vour为正时，它被切断。由于Q1的平均集电极电流被迫为300μA，方波的占空比为1:1，因此Q1导通时的集电极电流必须为600μA。在省略R8的情况下，Vour的峰值振幅被迫恰好是Q1在600μA下的VBE，通常约为700 mV，即2个VBE峰对峰。该电压是输出稳定的幅度，具有很强的负温度系数（TC），通常为-1.7mV/C。虽然这在某些应用中可能并不麻烦，但R8的正确值将使输出随温度稳定。

为了理解这一点，请注意，Q2中的电流与绝对温度（PTAT）成正比。目前，继续假设信号是方波。

当Q1导通时，Vour现在是VBE和PTAT电压的总和，可以选择该电压以具有与VBE相等但相反的TC。这实际上只不过是带隙电压参考原理的应用。当R8被选择为使其两端的电压和Q1的VBE之和接近约1.2V的带隙电压时，Vour将在很宽的温度范围内保持稳定，当然，前提是Q1和Q2共享相同的热环境。

由于方波每个半周期的平均发射极电流为600µA，因此电阻为833Ω 将在300 K下增加500 mV的PTAT电压，增加1.66 mV/°C。在实践中，最佳值将取决于所使用的晶体管类型，在较小程度上取决于要优化温度稳定性的波形；对于廉价的2N3904/2N3906对和正弦波信号，推荐值为806Ω。

当涉及更典型的信号（通常是正弦信号）时，该电阻器还用于降低Q1中的峰值电流，它与CAv形成的1.8 kHz LP滤波器有助于最大限度地减少由于VaGc中的纹波引起的失真。请注意，正弦波条件下的输出幅度将高于方波，因为理想整流器的电流平均值将是方波的0.637倍，导致输出幅度为1.88（=1.2/0.637）V，或1.33 V rms。在实践中，有些不理想的整流器导致正弦波输出被调节到约1.4V rms，或3.6V p-p。

电路的带宽超过40 MHz。在10.7 MHz时，AGC阈值为100 uV（-67 dBm），最大增益为83 dB（20 log 1.4 V/100 uV）。对于低至-67 dBm至+15 dBm（82 dB）的输入，当输入信号超过AD603的最大输入额定值时，电路将其输出保持在1.4 V rms。对于10.7 MHz的30 dBm输入，二次谐波比基波低34 dB，三次谐波低35 dB。

注意安全

需要仔细选择组件、电路布局、电源去耦和屏蔽，以尽量减少AD603对广播和电视台等信号干扰的敏感性。在台架评估中，建议将所有组件放入屏蔽箱中，并使用馈通去耦网络作为电源电压。电路布局和结构也很关键，因为杂散电容和引线电感可以形成谐振电路，是电路峰值、振荡或两者的潜在来源。