AD650JN:电压-频率和频率-电压转换器

特征

●V/F转换为1 MHz

●可靠的整体结构

●非常低的非线性

-10 kHz时典型值为0.002%

-100 kHz时典型值为0.005%

-1 MHz时典型值为0.07%

●输入偏移可调为零

●CMOS或TTL兼容

●单极、双极或差分V/F

●V/F或F/V转换

●可采用表面贴装

●可提供符合MIL-STD-883标准的版本

产品说明

AD650 V/F/V（电压到频率或频率到电压转换器）提供了以前在单片形式中不可用的高频操作和低非线性的组合。V/F传递函数的固有单调性使AD650可用作高分辨率模数转换器。灵活的输入配置允许使用各种各样的输入电压和电流格式，带有单独数字接地的开放式集电极输出允许与标准逻辑系列或光耦合器进行简单的接口连接。

AD650的线性误差通常为20 ppm（满量程的0.002%），在10 kHz满量程时最大为50 ppm（0.005%）。这对应于模数转换器电路中的大约14位线性。更高的满标度频率或更长的计数间隔可用于更高的分辨率转换。AD650具有60年的有效动态范围，可实现极高分辨率的测量。即使在1 MHz满量程下，AD650KN、BD和SD等级的线性度也保证低于1000 ppm（0.1%）。

除了模数转换，AD650还可用于隔离模拟信号传输应用、锁相环电路和精密步进电机速度控制器。在F/V模式下，AD650可用于精密转速计和FM解调器电路。

输入信号范围和满标度输出频率可通过两个外部电容器和一个电阻器进行用户编程。输入偏移电压可以用外部电位计微调到零。

AD650JN和AD650KN采用塑料14引脚DIP封装。AD650JP采用20引脚塑料引线芯片载体（PLCC）。AD650的两种塑料包装版本都指定用于商业温度范围（0°C至70°C）。对于工业温度范围（-25°C至+85°C）的应用，AD650AD和AD650BD采用陶瓷封装。AD650SD适用于-55°C至+125°C的扩展温度范围。

产品亮点

1.可以在高达1 MHz的满标度输出频率下运行（此外具有非常高的线性度）。

2.可以配置为适应双极、单极或差分输入电压，或单极输入电流。

3.通过使用集电极开路频率输出实现TTL或CMOS兼容性。上拉电阻器可以连接到高达30V的电压。

4.通过添加简单的逻辑偏置网络并重新配置AD650，用于V/F转换的相同组件也可用于F/V转换。

5.独立的模拟和数字接地可防止现实应用中的接地回路。

6.提供符合MIL-STD-883的版本。

电路操作

单极配置

AD650是一款电荷平衡电压-频率转换器。在图1所示的连接图或图2的框图中，输入信号由输入电阻RiN转换为等效电流。该电流由开关1mA内部电流源以短时间脉冲形式提供的内部反馈电流精确平衡。这些电流突发可以被认为是精确定义的电荷包。每个电荷包产生一个输出晶体管脉冲所需的电荷包数量取决于输入信号的幅度。因为每单位时间传递的电荷包的数量取决于输入信号的幅度，所以实现了线性电压到频率的转换。频率输出通过集电极开路晶体管提供。

更严格的分析证明了电荷平衡电压到频率的转换是如何发生的。

图2显示了作为V-to-F转换器布置的设备的框图。该单元由输入积分器、电流源和转向开关、比较器和单稳态触发器组成。当单触发的输出低时，电流控制开关Si将所有电流转移到运算放大器的输出；这被称为整合期。当单次触发并且其输出为高时，开关S将所有电流转移到运算放大器的求和节点；这被称为重置期。应当注意，运算放大器的输出电流对于任何一种状态都是相同的，从而最大限度地减少了瞬态。

图1:V/F转换连接图，正输入电压

图2:方框图

图3:CINT两端电压

正输入电压产生电流（IIN=VIN/RIN），为积分器电容器CINT充电。随着电荷在INT上积累，积分器的输出电压向地倾斜。当积分器输出电压（引脚1）超过比较器阈值（-0.6V）时，比较器触发单触发，其时间段tOS由单触发电容器COS确定。

具体来说，单次拍摄时间为：

一旦积分器输出电压超过比较器阈值，重置期就会启动，积分器将向上放大一定量：

重置期结束后，设备开始另一个整合期，如图8所示，并再次开始向下倾斜。达到比较器阈值所需的时间量如下：

现在输出频率为：

请注意，积分电容器CiNr对传输关系没有影响，而仅决定积分器外锯齿信号的幅度。

单次射击时机

上述分析的一个关键部分是方程式1中给出的单次时间段。该时间段可以分解为大约300ns的传播延迟和线性依赖于定时电容器Cos的第二时间段。当触发一次触发时，将引脚6保持在模拟地的电压开关打开，允许电压变化。然后，连接到引脚6的内部0.5mA电流源从Cos中抽出电流，导致引脚6处的电压线性降低。在大约-3.4 V的电压下，单次射击会自动重置，从而结束计时周期并重新开始V/F转换循环。一次射击的总时间可以用数学公式表示为:

用方程式5中引用的实际值代替，

这简化为定时周期方程（见方程1）。

组件选择

用户只能选择四个组件值。这些是输入电阻Ris、定时电容器Cos、逻辑电阻器R2和积分电容器CiNr。前两个决定输入电压和满标度频率，而后两个则由其他电路因素决定。

在要选择的四个组件中，R2是最容易定义的。作为上拉电阻器，如果需要0.4V的TTL最大VoL，则应选择将通过输出晶体管的电流限制在8mA。例如，如果使用5V逻辑电源，R2应不小于5V/8mA或625。如果需要，可以使用更大的值。

RIN和Cos是唯一可用于设置满标度频率以适应给定信号范围的两个参数。受RIN和Cos选择影响的摆动变量是非线性的。图9和图10的选择指南以图形方式显示了这一点。一般来说，Cos值越大，满标度输入电流越低（Ris值越高），线性度越好。在图10中，显示了四种不同的风险选择的含义。虽然选择指南是为0V至10V输入信号范围的单极配置设置的，但结果可以扩展到其他配置和输入信号范围。对于100 kHz的满标度频率（对应于10 V输入），在可用选项中，RiN=20 k和Cos=620 pF的非线性最低，为0.0038%。此外，产生20ppm最小非线性的最高频率约为33kHz（40.2kQ和1000pF）。

对于10V以外的输入信号跨度，输入电阻必须按比例缩放。例如，如果0 V至10 V跨度要求100 kΩ，则0 V至1 V跨度使用10 k，±10 V双极连接使用200 k。

最后要选择的组件是积分电容器CINT。在几乎所有情况下，CINT的最佳值都可以使用以下方程计算:

当使用适当的CINT值时，AD650的电荷平衡架构提供了输入信号的连续积分，因此可以抑制大量的噪声和干扰。如果在恒定的栅极周期内通过计数脉冲来测量输出频率，则积分为与栅极周期及其谐波对应的频率提供了无限的正常模式抑制。然而，如果积分器级被过大的噪声脉冲饱和，那么信号的连续积分就会中断，从而使噪声出现在输出端。

如果已知CINT上出现的噪声的近似量（VNOISE），则可以使用以下不等式检查CINT的值：

例如，考虑一个应用程序，要求最大频率为75 kHz，信号范围为0 V至1 V，电源电压仅为±9 V。图4的组件选择指南用于为RIN选择2.0 kΩ，为COS选择1000 pF。这导致约7μs的一次性时间。将75 kHz代入方程7，得到CINT的值为1300 pF。当输入信号接近零时，在复位阶段，1mA的电流通过积分电容器流向开关电流吸收器，导致CINT两端的电压增加约5.5V。由于积分器输出级需要约3V的余量才能正常工作，因此只剩下0.5V的余量来积分信号线上的外来噪声。此时的负噪声脉冲可能会使积分器饱和，从而导致信号积分误差。将CINT增加到1500pF或2000pF可以提供更多的噪声容限，从而消除这个潜在的故障点。

图4:满标度频率与COS

双极V/F

图5显示了如何使用内部双极性电流吸收器为±5 V信号范围提供半标度偏移，同时提供100 kHz的最大输出频率。当1.24 kΩ电阻器连接在引脚4和引脚5之间时，标称0.5 mA（±10%）的偏移电流吸收器启用。因此，在所示接地10k标称电阻的情况下，引脚2处产生了a-5V的偏移。因为引脚3也必须为-5V，所以通过RIN的电流在VIN=+5V时为10V/40k=+0.25mA，在VIN=-5V时为0mA。

使用单极配置概述的相同指南选择组件，但有一个更改。整个信号范围内的电压必须等于单极配置中的最大输入电压。换句话说，输入电阻器RIN的值由输入电压跨度决定，而不是由最大输入电压决定。还建议使用从引脚1到接地的二极管。这将在“其他电路注意事项”一节中进一步讨论。

与单极电路一样，RIN和Cos必须具有较低的温度系数，以尽量减少整体增益漂移。用于激活0.5mA偏移电流的1.24kQ电阻器也应具有较低的温度系数。双极偏置电流的温度系数约为-200ppm/C。

图5:±5 V双极V/F连接，0 kHz至100 kHz TTL输出

单极V/F，负输入电压

图6显示了负输入电压V/F转换的连接图。在这种配置中，满标度输出频率出现在负满标度输入处，零输出频率对应于零输入电压。

可以使用非常高阻抗的信号源，因为它只驱动非反相积分器输入。该端子的典型输入阻抗为1 GΩ或更高。对于使用图1的连接图对正输入信号进行V/F转换，信号发生器必须能够提供积分电流来驱动AD650。对于图12的负V/F转换电路，积分电流通过R1和R3从地引出，有源输入为高阻抗。

负输入电压的电路操作与单极配置部分中描述的正输入单极转换非常相似。为了获得最佳操作结果，请使用组件选择部分中的方程式7和方程式8。

图6:V/F转换连接图，负输入电压

F/V转换

AD650也是一款非常线性的频率-电压转换器。图7显示了具有TTL输入逻辑电平的F/V转换的连接图。每次输入信号越过比较器阈值变为负值时，单次触发被激活，并在测量的时间段内（由Cos确定）将I mA切换到积分器输入。随着频率的增加，注入积分电容器的电荷量成比例增加。当通过R1和R3的漏电流等于切换到积分器的平均电流时，积分电容器两端的电压稳定。这两种效应的最终结果是与输入频率成比例的平均输出电压。通过使用双极V/F部分中列出的相同指南和方程选择组件，可以获得最佳性能。

有关此应用程序的更完整描述，请参阅ADI公司的应用说明AN-279。

图7:F/V转换连接图

高频操作

在AD650的最大频率1 MHz或其附近操作时，必须遵守适当的射频技术。引线长度必须尽可能短，特别是在单稳态和积分电容器以及积分器求和结处。此外，在500 kHz以上的最大输出频率下，需要从引脚1到Vs的3.6 k下拉电阻器。通过下拉电阻器汲取的额外电流降低了运算放大器的输出阻抗，并改善了其瞬态响应。

去耦和接地

在电源电压引脚上使用旁路电容器并在电源线中插入小值电阻器（10至100）以提供系统中各种电路之间的去耦措施是有效的工程实践。应在电源电压引脚和模拟信号地之间施加0.1 uF至1.0 uF的陶瓷电容器，以便在AD650上正确旁路。

此外，1 uF至10 uF的较大板级去耦电容器应位于每条电源线上相对靠近AD650的位置。在用户希望充分利用AD650的线性和动态范围的高分辨率数据采集应用中，这种预防措施是必不可少的。尽管某些类型的电路可以在每个电路板上只有一个位置的电源去耦下令人满意地运行，但在高精度模拟设计中强烈不鼓励这种做法。

AD650上提供单独的数字和模拟接地。集电极开路频率输出晶体管的发射极是唯一返回数字地的节点。所有其他信号均指模拟接地。两个单独接地的目的是允许高精度模拟信号和电路数字部分之间的隔离。在数字地面上可以容忍高达几百毫伏的噪声，而不会影响VFC的精度。当切换与频率输出信号相关的大电流时，这种接地噪声是不可避免的。

在1 MHz满标度下，需要使用约500的上拉电阻器，以获得足够快的上升时间来提供定义良好的输出脉冲。这意味着，例如，从5V逻辑电源，集电极开路输出消耗10mA。

由于电线的自感，如此大的电流被切换会导致长接地线路上的振铃。例如，20号线的电感约为20nH；在12英寸20号线末端50纳秒内切换10毫安的电流会产生50毫伏的电压尖峰。AD650的单独数字接地很容易处理这些类型的开关瞬态。

这些快速瞬变产生的电磁能辐射引起的干扰仍然是一个问题。通常，避免尖峰是由电感性开关瞬态产生的；这些尖峰可以电容耦合到电路的其他部分。另一个问题是，由于电线的分布电容和电感，地线和电源线会振铃。这种振铃也会将干扰耦合到敏感的模拟电路中。这些问题的最佳解决方案是正确绕过AD650封装的逻辑电源。A1μF至10μF钽电容器应直接连接到上拉电阻器的电源侧和数字圆形（引脚10）。上拉电阻器应直接连接到频率输出（引脚8）。旁路电容器和上拉电阻器上的引线长度应尽可能短。电容器提供（或吸收）电流瞬变，大交流信号通过电容器、上拉电阻器和频率输出晶体管在物理上的小回路中流动。重要的是，回路的物理尺寸要小，原因有两个：第一，如果导线较短，自感较小；第二，回路不能有效地辐射RFI。

数字接地（引脚10）应单独连接到电源接地。请注意，数字电源的引线仅承载直流电流，不能辐射射频。由于模拟和数字接地上返回的电流差异，也可能出现直流接地跌落。这不会造成任何问题。事实上，AD650能够承受模拟和数字轮之间高达0.25 V dc的电势差。这些功能大大简化了大型系统中的配电和接地管理。正确的接地技术需要单独的数字和模拟接地回路连接到电源。此外，信号接地必须直接指向封装处的模拟接地（引脚11）。所有信号接地应直接连接到引脚11，特别是单稳态电容器。

温度系数

AD650的漂移规格不包括任何支持电阻器或电容器的温度效应。输入电阻器R1和R3以及定时电容器COS的漂移直接影响整体温度稳定性。在图2的应用中，与100ppm/°C电容器一起使用的10ppm/°C输入电阻器可能会导致最大的整体电路增益漂移：

在双极性配置中，用于激活内部双极性偏移电流源的1.24 kΩ电阻器的漂移直接影响该电流的值。该电阻器应与连接到运算放大器非反相输入引脚2的电阻器相匹配（见图5）。也就是说，这两个电阻器的温度系数应该相等。如果是这样的话，那么电阻器的温度系数的影响就会相互抵消，运算放大器非反相输入端产生的偏移电压的差值完全由AD650决定。在这些条件下，双极偏移电压的TC通常为-200 ppm/°C，最大为-300 ppm/-°C。偏移电压的幅度总是随着温度的升高而减小。

其他电路组件在温度变化时不会直接影响VFC的精度，只要它们的实际值与标称值相差不大，不会妨碍操作。这包括集成电容器CINT。CINT电容值的变化只会导致电容器两端的电压变化率不同。在积分阶段，CINT两端的电压变化率与复位阶段具有相反的效果。结果是，转换精度不会因CINT的漂移或容差而改变。积分器电容器变化的净效应只是改变积分器输出端同一波形的峰间幅度。

AD650的增益温度系数不是恒定值。相反，增益TC是全标度频率和环境温度的函数。在低满标度频率下，增益TC主要由内部参考（埋入齐纳参考）的稳定性决定。这种低速增益TC可能非常有效；在10 kHz满量程下，25°C附近的增益TC通常为0±50 ppm/°C。尽管增益TC随环境温度而变化（在高温下趋于更正），但在整个军事温度范围内，漂移仍保持在±75 ppm/°C的窗口内。在高于10 kHz的满标度频率下，动态误差比直流参考的静态漂移更重要。在100 kHz及以上的满标度频率下，这些定时误差主导了增益TC。例如，在100 kHz满标度频率下（RIN=40 kΩ，COS=330 pF），室温附近的增益TC通常为-80±50 ppm/°C，但在125°C附近的环境温度下，主TC往往更为正值，通常为15±50 ppm/min°C。增益TC在高温下总是趋于更正。因此，可以通过使用具有适当TC的单触发电容器来抵消电路的漂移，从而调整AD650的增益TC。例如，考虑100 kHz的满标度频率。-100 ppm/°C的平均漂移意味着随着温度的升高，电路对给定的输入电压产生较低的频率。这意味着单稳态电容器的值必须随着温度的升高而减小，以补偿AD650的增益TC；也就是说，电容器的TC必须为-100 ppm/°C。现在考虑1 MHz满标度频率。

除非已知预期的环境温度范围，否则不可能实现性能的显著提高。例如，在恒定低温应用中，例如在北极气候（约-20°C）下收集数据，需要漂移为-310ppm/°C的aCOS来补偿AD650的增益漂移。然而，如果该电路的环境温度为75°C，则COS电容器会将增益TC从约0ppm改变为310ppm/°C。

当AD650配置为负或双极性输入电压以及F/V转换时，这些组件的温度效应是相同的。

非线性规范

AD650的线性误差由端点法指定。也就是说，误差表示为在满量程和零点校准转换器后，与理想电压-频率传递关系的偏差。非线性随单稳态电容器和输入电阻器的选择而变化。线性规范的验证需要使用线性误差低于20ppm的可切换电压源（或aDAC），并使用非常长的测量间隔来最小化计数不确定性。每个AD650都会自动进行线性测试，通常不需要进行这种验证，这既繁琐又耗时。如果需要进行非线性测试，无论是作为进料质量筛选的一部分还是作为最终产品评估，自动化台式测试仪都是有用的。L.DeVito在《电子设计》1982年3月4日的“V-F转换器要求精确线性测试”一文中描述了基于AnalogDevices LTS-2010的这种系统。

电压与频率的传递关系如图8和图9所示，为清楚起见，非线性被夸大了。确定非线性的第一步是用直线连接工作范围的端点（通常为10 mV和10 V）。这条直线就是电路所期望的理想关系。第二步是在端点之间的几个点（通常是十个中间点）找到这条线与电路实际响应之间的差异。实际响应和理想响应之间的差异是以赫兹为单位的频率误差。最后，这些频率误差被归一化为满量程频率，并表示为满量程的百万分之一（ppm）或百分之一（%）。例如，在100 kHz满标度上，如果最大频率误差为5 Hz，则非线性被指定为50 ppm或0.005%。通常在100kHz的尺度上，非线性为正，最大值出现在中尺度附近（图8）。在更高的满标度频率（500 kHz至1 MHz）下，非线性变为“S”形，最大值可以是正的或负的。通常，在1 MHz标度上（RIN=16.9 kΩ，COS=51 pF），非线性在约2/3标度以下为正，在该点以上为负。

图8:100kHz满标度下的放大非线性

图9:1 MHz满量程放大非线性

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电源抑制比是AD650增益随电源电压变化而变化的规格。电源抑制比以电源每百分比变化的增益变化的百万分之几（ppm/%）为单位表示。例如，当电源电势为±15 V时，考虑一个施加10 V输入、输出频率恰好为100 kHz的VFC。将电源更改为±12.5 V是30 V中的5 V变化，即16.7%。如果输出频率变为99.9kHz，则增益变化了0.1%或1000ppm。PSRR为1000ppm除以16.7%，等于60ppm/%。

AD650的PSRR是满标度工作频率的函数。在低满量程频率下，PSRR由设备中参考电路的稳定性决定，并且可能非常有效。在较高的频率下，动态误差比静态参考信号更重要，因此PSRR的效果不太好。在10 kHz满标度频率下，PSRR的值通常为0±20 ppm/%（RIN=40 kΩ，Cos=3300 pF）。在100 kHz（RIN=40 k，Cos=330 pF）时，PSRR通常为+80±40 ppm/%，在1 MHz（RIN=16.9 kQ，Cos=51 pF）下，PSRR为+350±50 ppm/%。

其他电路注意事项

连接到引脚1、引脚2和引脚3的输入放大器不是标准运算放大器。相反，该设计已针对简单性和高速性进行了优化。该放大器和普通运算放大器之间最大的区别是缺少积分器（或电平移位）级。因此，输出端（引脚1）的电压必须始终比输入端（引脚2和引脚3）低2V以上。例如，在F-V转换模式下，运算放大器的非反相输入端（引脚2）接地，这意味着输出端（引脚1）不能低于-2V。电路的正常运行从不要求输出端有负电压，但用户可以想象一种通过将引脚3的额外电阻器连接到正电压来要求双极输出电压（例如±10V）的布置。然而，这行不通。

在通电时或通电前存在高正输入电压的情况下，应格外小心。这些情况可能会导致积分器输出（引脚1）闭锁。这是一个非破坏性的锁存器，因此，通过循环电源可以恢复正常运行。如图11所示，通过连接两个二极管（例如1N914或1N4148）可以防止闩锁，从而防止引脚1在引脚2下方摆动。

第二个主要区别是输出仅向负电源吸收1mA。除了用于V-to-F转换的I mA电流源外，输出端没有下拉级。运算放大器从正电源提供大量电流，并通过限流进行内部保护。当运算放大器不提供外部电流时，其输出可以被驱动到正电源的3V以内。当源电流为10mA时，输出电压可以驱动到正电源的6V以内。

该运算放大器和普通器件之间的第三个区别是，反相输入引脚3是偏置电流补偿的，而非反相输入没有偏置电流补偿。反相输入端的偏置电流标称为零，但在任何方向上都可能高达20nA。非反相输入通常具有40nA的偏置电流，该偏置电流始终流入节点（npn输入晶体管）。因此，不可能通过匹配输入电阻器来匹配由于偏置电流引起的输入电压降。

运算放大器具有微调输入偏移电压的功能。20 k的电位计从引脚13连接到引脚14，雨刮器通过250 kΩ的电阻器连接到正极电源。在250 kΩ电阻器两端建立约0.6 V的电势，并将3 uA电流注入零引脚。还可以通过仅使用其中一个零引脚以及通过使用进入或离开零引脚的双极电流来使运算放大器偏移电压为零。所需的电流量非常小，通常小于3μA。该技术在本数据表的应用部分显示；自动调零电路采用了这种技术。

通过在引脚4和负极电源之间连接1.24 kΩ电阻器来激活双极性偏移电流。输送到运算放大器非反相输入端的电流标称为0.5mA，公差为±10%。当引脚2通过电阻器接地时，该电流用于提供偏移电压。引脚2处出现的0.5mA电流也流过1.24 kΩ电阻器。外部电阻器用于激活双极性偏移电流源，以提供所产生的偏移电压的最低容差和温度漂移。可以使用引脚4和-VS之间的其他电阻值来获得不同于0.5mA的双极偏移电流。