模拟电路设计（六）差动增幅电路调整与制作
日期：2008-9-6内容标题导览：｜差动增幅电路的调整｜Instrumentation增幅IC｜差动增幅电路的动态范围｜｜各种差动增幅电路的CMRR与输出入特性｜动作稽核点与噪讯对策｜｜试作可观察商用电源波形的Oscilloscope Adapter｜波形与频率特性的量测｜如何提高CMRR特性｜
本章节要介绍差动增幅电路的调整方法，同时试作应用电路进行测试，最后再深入探讨提升CMRR特性的具体方法。
差动增幅电路的调整
‧调整目的由于电阻的误差对差动增幅电路的差动Gain与CMRR特性影响极大，因此进行量产设计时通常会采用高精度电阻，与后述的IC化差动增幅电路，藉此减少调整部位的数量。对模拟电路初学者而言电路调整技巧乃是必备的素养，基本上差动增幅电路的调整目的是使同相Gain变成0，使CMRR变大同时使差动Gain符合默认值。直流增幅的场合，经常会将offset电压调成0，此时必需注意的是调整后不可有相互不合的现象。‧调整方法接着以第(4)篇介绍的基本差动增幅电路为例，说明有关差动增幅电路的调整方法。图1(a)是差动Gain10倍的差动增幅电路。各可变电阻slider设定至中点之后，便开始进行以下的调整:-->差动Gain调整如图1(a)所示连接信号源，并旋转 VR1使Gain变成10倍。-->调整offset调整直流offset的场合，必需使用第(2)篇介绍的附有offset调整端子的OP增幅IC，或是依照图1(c)所示进行连接，并旋转VR3 使直流offset输出变成0。
图1 差动增幅电路的调整-->将差动变成可变时的offset调整如图2(a)所示的电路进行直流offset调整时，需使可抵销(因差动Gain造成)offset的电压变成可变(该手法适用于其它差动增幅电路)，值得一提的是这种情况通常会使用附有offset调整端子的OP增幅IC。在基本差动增幅电路，欲将差动Gain变成不会影响CMRR的可变形式时，必需依照图2(b)所示的方法连接。如果连接成图2(c)的形式，或许读者会认为如此便可同时获得offset调整与可变Gain双重效果，然而实际上该电路却有频率稳定性，与offset调整上的困扰。第(4)篇的图10与图12(b)都是差动增幅电路，它可使Gain调整与CMRR调整获得分开处理的效果。调整时是将图10的R7与图12(b) 的R1部份阻抗值(约5%左右)作成可变，具体方法是先调整CMRR，接着利用RG 调整Gain。将Gain变成可变并附加offset调整的场合，就需使用附有offset调整端子的OP增幅IC，反之若无必要使Gain变成可变的场合，参考图2(a)即可。
Instrumentation增幅IC‧AD622与AD623A若要利用2～3个OP增幅器与高精度电阻构成电路，实际组合作业相当繁琐，因此各厂商相继推出容易组装的差动增幅专用IC，因此接着要介绍Analog Devices公司的AD622与AD623A Instrumentation增幅IC。图3是根据该公司公布的data sheet推测的等价电路概要。两IC的动作电压分别是AD622为 ±15V；AD623A为 ±5V ，AD623A使用单电源；照片1是两IC的外观，表1是主要电气特性，图3是内部等价电路；上述两IC封装方式可分为DIP与面封装两种。
根据CMRR特性与直流特性可知，泛用OP增幅器与高精度电阻组合构成的差动增幅电路特性，可以媲美由高精度OP增幅器与高精度电阻所构成的差动增幅电路。基本上一个8pin IC与一个设定差动Gain的电阻，就可构成差动增幅电路，所以上述IC的封装面积非常小，而且差动Gain的设定范围从1倍到1000倍，差动Gain 1倍时结构上与第(4)篇介绍的图9相同，因此不需设置外部电阻。‧offset电压与offset电流在表1中记载输入offset电压VOSI 与输出offset电压VOSO ，分别表示图3的输入端(A1 A2) 与输出端 (A3)内部OP增幅器的特性。不过实际上构成差动增幅电路的输出offset电压 VOOS可用下式求得:
假设GD=100倍时‧AD622的场合VOOS=0.125X100+1.5=14mVmax‧AD623A的场合VOOS=0.2X100+1=21mVmax换句话说输入偏压电流与输入offset电流，并不是输入端增幅器(A1 A2) 各别的输入电流，而是差动输入端子(IN+ IN-) 的电流，因此与输入端子连接的电阻并不需要配合内部的阻抗值。
差动增幅电路的动态范围差动增幅电路不同于其它增幅电路，由于差动增幅电路会输入极大的同相信号，使得输入动态范围变成为非常棘手问题，在此同时差动增幅电路几乎不会输出同相信号，因此输出动态范围可以比照其它增幅电路处理。-->基本差动增幅电路首先要介绍基本差动增幅电路(图4)的输入动态范围。此处假设OP增幅IC的容许同相输入电压范围为VICM ，差动Gain为 GD，如此一来差动增幅电路的最大容许输入电压VImax 就可利用下式求得:
由式(2)可知差动Gain GD很大时，差动增幅电路的容许输入电压范围，几乎与等同于OP增幅IC容许的同相输入电压范围。
图4 OP增幅器的最大同相输入电压与差动增幅电路的输入动态范围
-->反转型差动增幅电路第(4)篇介绍的反转型差动增幅电路(图14(a))除外，假设OP增幅IC的输出电压最大值为VOmax ，则下式便可成立:
反转型差动增幅电路的动态范围(Dynamic Range)，会在IC2 输出动态范围受到约束，IC1 的部份则只是单纯的反转增幅电路。-->单电源动作差动增幅电路基本差动增幅电路的Vin2> Vin1>0条件若成立的话，就可依照图5(a)所示直接使用单电源。如果与第(4)篇介绍的的图9 Voltage Follower组合时，OP增幅IC若是单电源时，该差动增幅电路就可应用于Voltage Follower。如图6所示其它OP增幅IC若欲增幅反转输入信号时，会因clip造成无法输出。先前介绍的AD623A为单电源用IC，因此输出可提升至O伏特。如图5(b)所示由于REF端子施加有直流偏压电压VB ，因此该电路被称为Bridge Amplifier。Bridge Amplifier经常被当作阻抗感测增幅电路使用，此外该电路还可用A-D Converter将输出转换成数字信号，因为若将VB 作成A-D Converter的1/2 Full Scale时，之后的信号处理会比较容易。
图5 利用单电源动作的差动增幅电路
图6 无法用单电源动作的差动增幅电路
各种差动增幅电路的CMRR与输出入特性‧特性实测接着试作三种差动增幅电路，并量测CMRR同时观察输出入波形。＊TypeⅠ利用OP增幅IC组成如图7(a)所示的高输入阻抗(impedance)差动增幅电路。＊TypeⅡ利用OP增幅IC组成如图7(b)所示的Instrumentation增幅器。＊TypeⅢ如图7(c)所示的IC Type的Instrumentation增幅器。照片2～6是改变OP增幅器，同时将1kHz的正弦波与方形波当作Common Mode Noise输入时的输出入波形。由于方形波状的信号具备高速站立/下降部份，因此可从当时的输出反应波形推测高领域的CMRR特性，与脉冲性噪讯混入时的反应。表2是改变OP增幅器，同时量测1kHz时的实际CMRR特性与offset电压获得的结果。
图7 三种差动增幅电路的CMRR量测结果 
|
型号 |
CMRR@1kHz(dB) |
输出offset电压 | ||
|
图7(a)的电路 |
图7(b)、(c)的电路 |
图7(a)的电路 |
图7(b)、(c)的电路 | |
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81.94 |
116.59 |
-7.8 |
-7.6 | |
|
70.12 |
111.06 |
-154.3 |
-155.0 | |
|
60.18 |
70.87 |
75.6 |
75.2 | |
|
AD622 |
--- |
109.07 |
--- |
-1.3 |
|
--- |
103.35 |
--- |
0.2 | |
表2 利用OP增幅器量测CMRR与offset电压的结果
‧TypeⅠ的特征根据表2的MJN4580 IC量测结果显示，TypeⅠ与同样使用OP增幅IC的TypeⅡ比较时，CMRR大约恶化30dB左右，此外不论使用何种OP增幅器，方形波的站立与下降部份的变化量(5VP-P) ，会直接以5Vpeak 的level出现在output，由此可知TypeⅠ的高领域CMRR特性非常脆弱，无法应用于脉冲性噪讯很高的领域，也就是说本电路不适合应用在欲将距离很远的信号增幅，以及容易吸引噪讯等领域，只能应用于噪讯很少的机器内。‧TypeⅡ与TypeⅢ的特征根据表2的量测结果显示，不论是利用OP增幅器构成的Instrumentation增幅器(Type Ⅱ)，或是IC化的Instrumentation增幅器(TypeⅢ )，都具备良好的特性。值得一提的是只有NJM2904的输出段会变成C级动作，因此会产生cross over strain，而且IC1 与 IC2的strain unbalance会使CMRR特性恶化，也就是说若未作特别处理，NJM2904并不适合应用在差动增幅电路。TypeⅢ的直流特性非常优秀，它的交流特性即使与误差值为±0.1%而且经过筛选的电阻所构成OP增幅器比较时也无太大差异。
动作稽核点与噪讯对策‧如何CMRR特性完全发挥a.使反转输入与非反转输入的阻抗变成一致即使是差动增幅电路也无法抑制差动信号内的噪讯，因此必需格外注意避免common mode noise转换成差动噪讯。造成噪讯转换的主要原因是信号源阻抗(impedance)，以及连接cable的同相输入阻抗的unbalance所造成，换句话说使反转输入与非反转输入的阻抗，与连接cable的浮游容量完全一致，成为处理CMRR重要的课题。b.使用二芯shield若与相隔距离很远而且容易吸纳噪讯的外部信号连接时，除了需使用上述的Instrumentation增幅器之外，还需合并使用由芯线然橪合制成的二芯shield，再用同相信号level驱动shield的外皮。c.增设二极管保护电路，并确保CMRR特性如图8(a)所示拉伸至外部的输入端子，必需设置二极管的保护电路。需注意的是由于二极管的端子之间的容量，会造成反转输入与非反转输入的阻抗不均衡，进而导致CMRR降低，此时可依照图8(b)所示，将保护二极管作成两组直列状，再用同相信号驱动它的中点。保护二极管一旦与电源直接连接，±1.2V电源电压的噪讯可能会侵入输入端子，造成无法保护IC的窘态，此时可用Zener Diode D1与 D2降低电源电压，并使电压流入二极管内。
图8 保护输入的电路与防止CMRR恶化的方法此外不可遗漏的是必需赋予图8输入端子直流动作点的电阻Ry 。第(4)篇介绍的差动增幅电路原理图1虽然未标示电阻，不过OP增幅器若未决定输入直流偏压(bias)就无法正常动作。使用第(4)篇介绍的图10与图12差动增幅电路时，必需详细确认是否已设置与反转输入以及非反转等值的电阻，除此之外更不能遗漏设置pass control。
试作可观察商用电源波形的Oscilloscope Adapter-->可输入1Kv同相信号的差动增幅电路示波器的探针(probe)直接与AC110V电线连接会造成触电现象，根据以往的经验显示，最恶劣的情况是示波器烧毁断电器(Breaker)跳电。此外最近针对高频波电流，出现许多法规限制，因此利用示波器观察商用电源波形的机会大幅增加，本文为说明有关差动增幅电路的应用，因此试作Common Mode Level为1Kv的示波器用Adapter，藉此方式达到观察商用电源波形与介绍差动增幅电路双重目的。虽然上述的示波器也能观察商用电源以外的波形，不过此种情况不论是频率与电压都非常特殊，此时若参考本试作范例，基本上也能制作符合规格的差动增幅电路。-->规格最近AC220V家用电源有增加的趋势，通常这种电源波形的振幅为
，因此可安心的进行量测作业。一般而言流入人体的电流，若未超过0.5mA都算是安全范围，因此接着要根据以上情况决定输入阻抗值。由于容许Common Mode Level安全值为1kV，因此差动增幅电路的概略规格如下:＊衰减率:1/100＊最大输入电压(同相＋差动): ±1kVpeak＊最大差动输入电压(正弦波): ±450kVpeak(300VRMS)＊输入阻抗:DC～约100kHz(-3dB)＊外部电源:DC15输出的AC Adapter根据下式的计算结果得知，1kVpeak 输入时的电流iIN ，与反转输入以及非反转输入都是 0.2mApeak。
，因此可安心的进行量测作业。一般而言流入人体的电流，若未超过0.5mA都算是安全范围，因此接着要根据以上情况决定输入阻抗值。由于容许Common Mode Level安全值为1kV，因此差动增幅电路的概略规格如下:＊衰减率:1/100＊最大输入电压(同相＋差动): ±1kVpeak＊最大差动输入电压(正弦波): ±450kVpeak(300VRMS)＊输入阻抗:DC～约100kHz(-3dB)＊外部电源:DC15输出的AC Adapter根据下式的计算结果得知，1kVpeak 输入时的电流iIN ，与反转输入以及非反转输入都是 0.2mApeak。
-->差动增幅电路的设计‧电路Type与调整项目本差动增幅电路采用基本的电路型式，而低offset电压泛用OP增幅IC NJM4580与金属膜层电阻的误差都是±1%。此外为简化电路结构因此将第(4)篇的图14与第(5)篇的图1(a)整合成如图9所示的电路。至于调整项目则分别是OP增幅IC的offset电压与差动Gain以及CMRR。
图9 差动增幅电路的检讨‧决定 RB， RC， RE假设OP增幅IC的同相输入信号低于2V，因此根据图9计算输入OP增幅IC的同相输入电压 VICM:
差动Gain GD则利用下式求得:
根据式(5)显示，它是将非反转输入端子视为接地状态，而RC 只会影响 VICM与GD 无关。此外依据第(1)篇下集的说明可知，NJM4580的同相输入电压若靠近 VEE时它的位相会反转，因此必需加大裕度使VICM 能变成2V，接着才能决定电阻值。由于 RA=RD=5MΩ，因此根据式(4)计算RE :
差动Gain GD则利用下式求得:根据式(5)显示，它是将非反转输入端子视为接地状态，而RC 只会影响 VICM与GD 无关。此外依据第(1)篇下集的说明可知，NJM4580的同相输入电压若靠近 VEE时它的位相会反转，因此必需加大裕度使VICM 能变成2V，接着才能决定电阻值。由于 RA=RD=5MΩ，因此根据式(4)计算RE :
‧其它组件＊ RB图9的差动Gain是用 RB调整，CMRR是用 RE调整，offset是用注入IC2 非反转输入端子的电压调整。图10是设有半固定电阻的电路图。
图10 Oscilloscope Adapter采用的电路＊C1 与C2为了使频率特性Flat，因此插入C1 与 C2，如果未插入C1 与C2，虽然频率特性至100kHz仍为Flat状，不过一旦超过100kHz，频率特性就会呈突出状，并在300kHz形成峰值状(peak)。＊RA与 RB输入阻抗的 RA与RD取决于5个1MΩ直列结构的电阻，若用多功能数字电表检查总阻抗值，大约是5MΩ±0.5%左右。由于电阻具有所谓的最大动作电压参数(parameter)，而每个电阻最大动作电压参数，不论是交流电或是直流电都是250V，为了使 的最大输入电压规格值具备裕度，因此使用5个电阻，如此便可获得1250V(250V×5=1250V)的最大输入电压完全符合上述要求。此外基于电阻耐压等考量，尤其是100V以上高压的场合，必需check电阻型录的耐压值。由于输出则使用BNC connector，再用Oscilloscope与同轴cable连接，因此设置47Ω的电阻R8 以保护输出。-->电源电路的设计‧输出电压由于差动增幅电路的输出为9VP-P(=±450Vpeak/100) ，根据第(1)篇下集的说明VEE=-6.4V VCC=+5.6V ，因此此处假设电源电路的输出电压中心设值分别是VEE=-7V VCC=+6V ，而输出电压只要超过12V即可，虽然第(4)篇介绍的12V输出三端子Regulate似乎符合上述要求，然而它的输出电压误差高达±5%，因此无法确保能够获得12V的输出电压，也就是说12V输出三端子Regulate并不适用于本差动增幅电路。‧电路说明如图10(b)所示电源电路为DC13V稳定化电源，它是在OP增幅IC装设Buffer Transistor，构成所谓的非反转增幅电路。具体而颜它是将2.5V的基准电压增幅5.2倍，进而获得13V DC的输出，而2.5V的基准电压则是利用Shunt Regulate IC TA76431.html" target="_blank" title="TA76431">TA76431产生，该IC是TI的TL431的衍生产品，因此有关TA76431.html" target="_blank" title="TA76431">TA76431技术资反而是TL431较详细。输入电源使用秋月电子通商制作的DC15V单电源输出Switching Adapter、将单电源输出的电源电路当作两极性的电源使用，主要目的是希望用非反转增幅电路产生如图10(b)所示的Ground电位。接着要检讨电流流入图11所示的电源电路之后的特性。流入Tr1 的电流最大值仍低于20mA，因此 Tr1不需使散热器(Heat Sink)，开启电源时流入Tr1 的surge电流必需低于最大collector电流，此外基准电流必需大于消费电流的 1/hFE。当 IC2的输出动态范围很狭窄时，就必需设置Zener Diode D1使level shift，反之若改用三端子Regulator就不需作上述的考量。
图11 电源电路的检讨 -->电路制作‧良好的输入单元绝缘图10是本文介绍Oscilloscope Adapter的电路图；表3 Oscilloscope Adapter使用的组件一览表，基本上本电路使用的组件是利用一片Universal Printer Board组装；照片7是差动增幅器的外观。
照片7 Oscilloscope Adapter的内部结构与外观由于本电路的输入信号电压非常高，因此必需注意信号输入单元的基板绝缘状况，具体方法如图12所示，亦即 R1~R5 R8~R12相互之间的间隔，以及电路之间的间隔全部设计成6mm，相当于2个Land的宽度。此外输入配线最好用绝缘管包覆；调整完后再用酒精擦拭去除污垢， R1~R5 R11~R15部位则以绝缘胶隔离。
‧确认电源电路的动作确认所有配线无误之后，连接AC Adapter观察电源电压是否为-7V/+6V左右，接着在-7V与+6V之间插入2.2kΩ的电阻，使输出电流增至6mA，同时确认输出电压是否有变动，如果有变动则将 的2.2kΩ电阻改成1.8kΩ。‧调整备妥利用绝缘变压器产生的AC240V电源，由于电压非常高，因此必需作好防护措施避免触电，接着根据图13(a)所示，依序进行下列调整:1.调整Gain:根据图13(b)所示接线，接着根据图13(a)所示调整VR1，使差动Gain变成1/100。2.调整CMRR:根据图13(c)所示接线，接着调整VR2 使同相输出信号变成最小。3.调整offset:将两输入与Ground连接，再调整VR3 使输出直流电压变成0。
图13 Oscilloscope Adapter的调整
波形与频率特性的量测‧输入商用电源-->利用差动输入照片8(a)是商用电源(60Hz 230 )输入至Oscilloscope Adapter时的输出入波形。由照片可知输出与输入的波形几乎完全相同，不过正弦波却出现歪斜(strain)，该歪斜也是造成电力输送线损失的主要原因。-->利用同相输入照片8(b)是施加商用电源(60Hz 230 )时的输出入波形。根据照片显示CMRR大约是72dB。此外波形内负载有0.5mVP-P 的高频噪讯，该现象主要是由Switching Adapter的诱导所造成。具体的确认方法是连接Linear Type电源观察它的差值，由于上述现象经常出现在Switching Adapter，以及周围有Switching电源动作等场所，因此可以利用切断机器的电源，或是改变serial电源的方式，确认是否由发振所造成。有关诱导的原因根据第(3)篇的说明，如果基板体积很小而且又很靠近电源输入单元时，信号处理单元时输入阻抗就会非变得非常大，不过该现象还不致对观察商用电源波形的Oscilloscope Adapter造成困扰。-->输入方形波照片9(a)是输入10VP-P @10kHz方形波时的波形；照片9(b)是以同相输入的方式增加相同方形波时的输出波形。根据照片显示波形出现歪斜现象，而且CMRR也很差，换句话说本差动增幅器不易观测10kHz以上的方形波。➵频率特性图14是频率特性的实测结果，由图可知-3dB的频率为72kHz，显示 C1与C2 已经发挥效应。
照片9 方形波形(10kHz 10 )输入至Oscilloscope Adapter时的反应
图14 Oscilloscope Adapter的频率特性 ‧采用Floating电源具体方法如图15所示，基本上它是利用同相信号驱动初级增幅的电源，同时将供给初级增幅的等价性同相信号变成0，如此一来便可忽略初级增幅的CMRR，这种方法又称为「Floating电源」；图16是Floating电源的方块图；图17是采用Floating电源却未使用Instrumentation增幅器时的CMRR特性，由图可知低频时大约可以改善30 dB左右。
‧Input Filter的检讨为改善高频特性可改采高速高精度的OP增幅IC，或是设置common mode choke，主要原因是随着频率的增高，OP增幅IC的CMRR特性会大幅下降，此时可依照图18(a)所示设置RC Filter，
如此一来便可抑制供应初级增幅器的高频同相信号的level，同时还可以改善CMRR特性。如果想要更进一步提高高频时的CMRR特性，可在插入common mode choke，由于common mode choke具有线间容量与层间容量等浮游容量，因此有使用频率的限制。如果一个common mode choke无法维持必要的CMRR特性时，就必需直列插入数个频宽相异common mode choke。
‧Input Cable的检讨基本上Input Cable分为单芯shield线与双芯shield线两种。如果是与相隔距离很远的外部信号连接时，必需使用不会吸收诱导噪讯的shield线。虽然使用由芯线然橪合制成的双芯shield线，对电气性与磁气性诱导相当有效，不过两条芯线之间的浮游容量，会使高频时的差动输入阻抗降低，若遇到不允许差动输入阻抗降低的场合，就需改用单芯shield线。此外处理数百Hz以下直流低频信号时，通常会选择双芯shield线，同时再将shield线的外皮与ground连接。‧利用同相信号驱动shield线的外皮处理数百Hz以上的频率，而且是使用双芯shield线的场合，可依照图19所示利用同相信号驱动shield线的外皮。相对的使用单芯shield线，就不会有shield线吸收磁气性诱导噪讯的困扰。如上所述利用述同相信号驱动shield、电源以及保护用二极管等方法，对提升CMRR的性能非常有效，因此制作高CMRR的差动增幅电路时，上述方法非常值得参考。此外高频时OP增幅IC的特性若发生下跌现象时，插入common mode choke的手法虽然相当古老，不过却已经成为时下提升CMRR特性的标准动作。
