Delta逆变器在电力有源滤波器中的应用研究

摘 要：通过对Delta逆变器组成的电力有源滤波器电路构成的研究，对其中Delta补偿器建立数学模型并进行分析，给出了关键元器件的选择方案以及有源滤波器的控制方案，通过仿真实验验证了其可行性。本研究具有较良好的工业应用前景。

0 引言

电力电子技术是未来科学技术发展的重要支柱之一，但是，电力电子技术给人类带来方便、高效和巨大利益的同时，它的谐波、非线性、冲击性和不平衡用电的特性也将给市电电网的供电质量带来严重的污染。并对市电电网注人大量的谐波和无功功率。此外，随着以计算机为代表的大量敏感设备的广泛应用，对市电电网的要求越来越高，对其中的谐波含量以及用电设备的功率因数都提出了更加严格的限制。

传统的谐波抑制法和无功功率补偿法采用的是无源滤波补偿法，即用电容和电感构成无源滤波器，与需要补偿的非线性负载并联，为谐波提供一个低阻抗通道的同时，也提供负载所需的无功功率。无源滤波补偿法的优点是简单、方便、可靠，但它也存在如下的缺点：

·只能抑制固定的几次谐波，并对某次谐波在一定条件下可能会产生谐振，且使谐波放大；·只能补偿固定的无功功率，对于变化的无功负载，不能进行精确的补偿；·滤波特性受系统参数影响较大，并且滤波特性有时很难与调压要求相协调；·体积较大，重量较重。

针对上述缺点，1976年，L.Gyugi提出了用PWM逆变器构成"电力有源滤波器"。20世纪80年代后期，由于电力电子器件及技术的发展，有源滤波技术也逐渐走向成熟，并得到了广泛应用。有源滤波比无源滤波具有如下优点：

·具有高度可控制性和快速响应性；

·能跟踪补偿各次谐波；

·能自动产生所需的无功功率，甚至是变化的无功功率；

·特性不受系统参数影响；

·不会与电路产生谐振，无谐波放大危险；

·体积较小，重量较轻。

由于上述优点，有源滤波技术已成为谐波抑制和无功补偿的重要方法。它将给电力工业带来巨大的经济效益和社会效益。

1 有源滤波器的构成与基本工作原理

图1所示为最基本的有源滤波器的构成与基本工作原理。图中，e表示交流电源，负载为感性和非线性负载，因此负载需要无功功率，并相当于一个谐波源。有源滤波器由两大部分组成，即谐波和无功电流检测电路及产生补偿电流的Delta逆变器。前者的作用是检测出负载电流中的谐波和无功电流等分量，后者的作用是根据检测出来的谐波和无功电流等产生补偿电流。

图1 并联式有源滤波器的原理框图。

图1所示有源滤波器的工作原理是：谐波和无功电流检测电路将负载电流iL中的谐波电流iLH和无功电流iLq分离出来，然后把它们反相并产生出补偿电流ic的调制波信号，亦即指令信号ic=iLh+iLq。ic使PWM控制电路产生出触发脉冲，使Delta逆变器产生出补偿电流ic，ic要跟踪ic，由于ic≈ic，所以：

（1）

即市电电流i中只含有基波有功分量iLq，从而达到了消除谐波和进行无功补偿的目的。

谐波和无功电流分量的检测方法有：瞬时值波形比较法、瞬时无功理论检测法和自适应干扰抵消法等。

有源滤波器中的Delta逆变器对谐波和无功电流的补偿方法有三种：串联补偿法、并联补偿法和串并联补偿法。所谓串联补偿法，即Delta逆变器通过输出变压器二次侧，在电路中与负载串联连接的一种补偿法；所谓并联补偿法，即Delta逆变器通过输出滤波器，在电路中与负载并联连接的一种补偿法；所谓串并联补偿法就是用两个Delta逆变器，一个在输入端通过输出变压器二次侧与负载串联，另一个在输出端通过输出滤波器与负载并联，两个Delta逆变器同时在输入、输出端进行补偿的方法。

2 采用波形比较法的电压型并联有源滤波器

采用瞬时值电流波形比较法得到谐波与无功电流的电压型并联补偿式有源滤波器的原理电路如图2所示，由于感性和非线性负载的作用，使负载电流发生畸变，畸变后的负载电流iL用傅里叶级数表示为：

（2）

此式表明，畸变后的电流由三部分组成：

由图2可知，在完全补偿时，负载电流iL应由市电输入电流i和Delta逆变器的补偿电流ic共同供给，即iL=i+ic。

如果采用适当的控制方式使Delta逆变器的输出电流ic=i1q+ih，则市电只需向负载提供基波有功功率电流i1p就可以了。这样，就完全实现了补偿。此时的市电输入电流是与市电电压同相位的纯正弦波电流。如果只需要消除谐波电流ih，或只需要补偿基波无功电流i1q时，则只需使ic=ih或ic=i1q就可以了。为了能够很好地补偿基波无功电流i1q和谐波电流ih，Delta逆变器必须采用高开关频率PWM控制方式。

图2 采用波形比法的电压型并联补偿式有源滤波器。

3 Delta补偿器的数学模型

对于有源滤波器的要求是：对市电负载系统参数的变化应具有较强的适应能力和较高的响应速度。图2所示的电路能够满足这些要求。图中Cd为直流储能电容，R为电感L中的电阻，L为滤波电感，根据基尔霍夫定律可得：

式中，u为市电电压；Ud为储能电容Cd上的直流电压；ic为补偿电流；F为Delta逆变器的开关函数。

F的值为：

（5）

为了使Cd上的电压Ud恒定，Cd的值应该足够大。假定u=Umsinwt ，则将F和u的表达式代入式(4)，并解出补偿电流ic的表达式为：

（6）

ic的初始值为：

(7)

因此：

将Cd的值代入式(6)得：

(8)

由于电感电阻R的值很小，可以忽略不计，即令R=0，得：

(9)

此式表明：电流ic只与滤波电感L的值有关。

4 电感L值的选取

假定负载是晶闸管整流器，其交流侧的实际电流波形如图3所示。如果设直流平波电抗器Xd很大时，就可以忽略掉直流脉动，其解析表达式为：

图3 整流器负载电流波形。

(10)

式中， 为整流电路的换相重叠角； 为整流电路的触发延迟角。

由上式通过积分得到iL的基波有功分量幅值Ip：

(11)

补偿电流的指令值为：

或者

（12）

根据式(11)、(12)可以得到补偿电流指令值的波形如图4所示。由此图可以看出， 在一个周期内的变化是不均匀的。在换相期间， 变化量(对应图中的△IA)最大，在 wt=π/2或wt=3π/2 附近， 变化量(对应图中的△IB）最小。从△IA 跟踪 △IA的速度看，希望电感L取小一些，以提高实际补偿电流对其指令值的跟踪速度；从△IA跟踪△IB)的精度看，则希望电感L取大一些，以减小超调量。

图4 补偿电流指令值波形

综合两者要求，推导电感L的计算式的过程如下：

(13)(14)

根据式(9)和图4可得：

(15)

(16)

式中，T为有源滤波器的斩波周期。

定义A区间的电流跟踪误差为IAe，B区间的电流跟踪误差为IBe，即：

(17)

(18)

令

(19)

将式(17)、(18)代入式(19)解得：

(20)

在额定工作条件下，参数Um、Uc、IL、T、α、μ和Ip都是已知的，因此，电感L仅仅是参数N的一元函数。调试时取N= 0.3~0.7比较合适。

当a=30°,u=15°,L=3.4mH ，开关频率fs=5kHz时，得到仿真波形如图5所示。其中图5(a)为补偿前的市电电网电流波形，图5(b)为补偿后的市电电网电流波形，图5(c)为有源滤波器的输出电流波形。图5 仿真波形图。

图5 仿真波形图

5 采用滞环比较PWM控制方式来跟踪指令电流Ic

由于指令电流 Ic(见图4)的变化是不均匀的，在换相期间，Ic 的变化较大，为了能够准确地跟踪，所以通常采用滞环比较PWM控制方式，如图6(a)所示。图中A1,R1,R2,A3组成延滞比较器：R4,C,A2组成积分器；R1,R2,R5,A3组成反相加器，与积分器一起作为反馈网络。调节R1与R2的比例，就可以调节滞环的宽度2△i 。

图6(a)并联有源滤波器的滞环比较PWM控制电路及波形

图6(b)波形

指令电流信号 接到比较器A1的输入端，A1的输出两态脉冲信号ip即是Delta逆变器开关器件的驱动信号，又是积分器A2的输入信号，滞环比较方式的载波信号iF由积分器A2产生，如图6(b)所示。假定给Ic设置一个宽度为2△i的滞环，则每当载波信号超出指令信号Ic的滞环范围时Ic>|Ic-△i|，比较器A1的输出ip就变换极性，从而造成A2的输出iF变化率的极性改变。这样，就迫使iF在 的滞环范围内以角频率wf震荡。这种强迫震荡将保证iF的基波iF1与指令信号Ic幅值相同，并使iF和ip的主要谐波成分集中在wf附近。

6 结论

Delta逆变技术应用在电力有源滤波器中，克服了传统无源滤波器(由电容、电感构成)的缺点，使滤波器具有了自动产生所需的无功功率，并能跟踪补偿各次谐波，使市电电流中只含有基波有功分量的作用，改善了电网的供电质量。研究以及仿真结果表明，当在市电电压不平衡并含有谐波的情况下，经过Delta逆变器在电力有源滤波器调整后，可以使市电电网的电流成为稳定纯净的正弦波。