获得大功率的方法

关键点是如何解决发热问题由于晶体管本身的发热问题和环境温度的变化，好不容易设计出来的集电极电流值被简单地改变了，这样做不仅不能达到设计的目标，而且经常损坏晶体管，即发生热击穿。

对于发热引起的温度变化，人们将集电极电流保持一定值，并采取一些措施进行散热。解决发热问题是制作功翠放大器的重点。

为此，下面对10W输出的功率放大器进行设计和制作，并对这个发热问题进行研究。

控制大电流的方法

提高功率放大器的输出就是使大量的电流流过负载。为了能够自由地控制这个大电流，如何做才好呢？

射极跟随器电路的各个电流与^FE的关系。如已知那样，在晶体管的集电极电流与基极电流间有下面的关系：

ic=hfe·ib(5.1)

因此，功率放大电路想控制大电流，则必须C3216X5R1C335M.html" target="_blank" title="C3216X5R1C335M">C3216X5R1C335M使输出级射极跟随器电路的基极有大量电流流动。

然而，在前级的电压放大级，即共射极放大电路中，取出的输出电流值是几毫安左右。就是说，在射极跟随器级不能取出大量的基极电流，所以必须考虑增大在这里使用的晶体管的hfe的方法。

在一般小信号晶体管(2SC2458等)中，晶体管的hFE是很大的，约为300以上。

但是，在处理大电流的晶体管中，通常用的则是较小的，为100左右。

5.1.3达林顿连接的用途在提高hFE的方法中，有一种被称为达林顿连接的方法。如图5.2所示，将第1级的晶体管电流输出端（即发射极）连接到第2级的电流输入端（即基极），由此矗FE变成各自晶体管矗FE的乘积(hFEl·hFE2)。

但是，达林顿连接电路的晶体管处于ON时，基极一发射极间电压降为1.2～1.4V(两个VBE)。因此，在如图5.3所示的推挽达林顿射极跟随器(PushPuleDar-lingtonEmitterfollower)中，使用电特性几乎相同的NPN和PNP型晶体管。正电压时是与NPN型晶体管相互补进行工作的达林顿连接的射极跟随器的偏置电压，为NPN晶体管的两个VBE，即1.2V，负电压时是与PNP型晶体管相互补进衍工作的达林顿连接的射极跟随器的偏置电压，为PNP晶体管的两个VBE，即为1.2V，必须制作总共四个VBE一2.4V的偏置电压。

使用并联连接增大电流

集电极上流动的电流IC与矗hFE的关系表示在。由该图可知，在大量集电极电流流动时hFE变小。在最大额定电流的1/3左右，矗FE的变动小，它表示用一个晶体管进行工作的电流值的限度。

hFE的变化会产生什么不良的效果呢？随着集电极电流的大小变化，射极跟随器的电流放大度发生了变化。其结果是增大了失真，比设计值提前产生集电极一发射极间的饱和。

因此，用一个晶体管进行工作的集电极电流的适当值为最大额定电流的1／3左右。要处理比该值大的电流时，必须：

①寻找额定电流大的晶体管；②将晶体管并联连接使电流分散。

虽然①的方法比较好，但是因为处理大电流的晶体管的hFE通常都很小，所以必须增大驱动电流，这样一来，就又增加了驱动级晶体管的发热程度，引起了新的问题。

此外，即使不考虑发热问题而允许增大驱动电流，仍然还有一个大的问题存在，这就是在晶体管上流过大电流时，随着集电极损耗——由晶体管产生的压降与流动的电流相乘积——的增加而增大发热。可见，发热是晶体管的大敌。

将晶体管的尺寸增大，集电极损耗——一在产品目录上以Pc表示的值也会增加，然而增加是有限的。

因此，全部集电极损耗不足由一个晶体管来承担，而是将许多个晶体管并联连接，以便发热分散，这是一个很聪明的办法。

由于这个理由，在处理大电流时，经常使用并联连接的方法，将其电流进行分散来控制一个晶体管的发热量。

并联连接时电流的平衡是至关重要的

对前面讨论的达林顿射极跟随器进行并联连接的电路。

与其说该电路的最大输出电流为Tr1与Tr2的电流值之和，不如说将必要的输出电流由Tr1与Tr2来分担。

这样一来，每一个晶体管的输出电流大幅度（即1／2）地减少。使得每一个晶体管的发热量也大幅度地减少，电路变得稳定。

图中的电阻R13是使并联连接的晶体管上所流过的电流得到平衡用的基极限制电阻。

如果没有这个限制基极电流的电阻RB，则Tr1的温度比Tr3高，集电极电流hFE变大时，Tr1的发热就增加，使基极电流更加增加，其结果导致集电极电流Ic1更加增加。这样一来，负载上流过的电流值，因负载电阻值与所加的电压是一定的值，所以Tr1电流的增加部分是Tr3电流的减少部分。Tr1的电流更多地流动，使得电流集中到Tr1上，发热进一步增加，电流再增加。

这就是并联连接时必须要考虑的电流集中的问题。

防止电流集中的一个方法，是增大发射极电阻RE。基极电压VB是一定的，电流增加，由于RE的存在，VE就变大，基极一发射板间电压VBE就变小，电流因此被限制，就能有效防止电流集中。

但是，该发射极电阻RE-增大，因发射极电阻的压降，能够输出的最大电压就下降，所以RE不能太大（数欧）。

除此之外，还有加入限制基极电流的电阻RB的方法。该方法的原理与增大发射极电阻值的情况相同。Tri的基极电流一增加，则因RB而产生压降RBIB。此时加在RB的电压VB为一定值，所以增加基极电流IB，而就产生电压降RBIB的部分为晶体管的VBE减少的部分，这就抑制了集电极电流的增加。

这样，电阻RB是为防止电流集中在一方的晶体管上而设定的。

并联连接的关键是热耦合

电流集中在一方晶体管上的原因，主要是由于热引起的。所以，必须重视射极跟随器各晶体管之间以及它们的偏置晶体管的热耦合（在后详述）。

另外，这样并联连接的电路，输出阻抗也下降，所以更接近于理想的放大器。

这样做的缺点是，各个晶体管的输入电容因为并联连接导致高频特性变坏，但这是个离声频频带遥远的数十兆赫兹频率的话题，所以不必介意使用并联连接方法。

空载电流与失真率的关系

利用制作的10W功率放大器改变空载电流的大小，得到A类、B类和AB类放大时的输出大小与失真率的数据。在放大器最大输出时，负载上流动的最大输出电流的1/2为空载电流。即使在无信号时，也在晶体管上不断地流动着。这就是历谓A类放大。这是NPN和PNP型两晶体管任何时候都处于工作状态、没有开关失真的低失真率的偏置方法。

所谓B类放大，是指在没有空载电流流动、且无信号时晶体管在截止状态使用的状况。这是推挽工作——即NPN型晶体管担当正电压，PNP型晶体管担当负电压，它们一起进行正负电压的输出工作。在正波与负波进行转换时，两个晶体管都截止。因此，两个晶体管间的连接不是很好，开关失真大，所产生的失真也变大。

所谓AB类放大，是空载电流仅在最大输出电流的1/2以下流动的偏置方法。由于空载电流流过晶体管，所以开关失真要比B类放大得到相当大的改善。

分别仅让lOmA的空载电流在并联连接的晶体管上流动的状况，然而，失真率却变得更好。因下面即将说明与发热有关，空载电流过大也没有什么意义。

考虑散热的设计

在A类与B类工作中，我们对晶体管的集电极损耗进行了计算。下面考虑一下进行散热的散热器——即热沉的大小。

晶体管的热击穿是结的温度-P型与N型半导体结合部分的温度Tj超过150℃（随不同半导体材料而异）时发生的。散热器的大小由使该结温不超过150℃这一因素来决定。

在进行散热计算时，将热传导的难易程度考虑为热阻。如热阻小，则易于导热也易于散热，如热阻大则难于导热亦难于散热。

设由发热的接触部分到管壳表面间的热阻为Oj。，由管壳表面到热沉间的热阻为臼。；，由热沉到空气间的热阻为臼。A。将这些热阻进行热阻的串联连接。热阻的单位采用(℃/W)即1W的热使温度上升多少度。

晶体管的安全工作区

所谓晶体管的安全工作区是将晶体管没有被损坏的范围表示在曲线图上的区域，即是安全工作区ASO(AreaofSafeOperation)。它的曲线图，被集电极电流J。、集电极损耗Pc和集电极一发射极间电压VCEO所限定。

这个曲线图的纵轴是由最大集电极电流所决定的。然而如果是单个脉冲，即使超过最大额定值也行。

看一下横轴，在集电极损耗Pc一Ic．VCE以下，由集电极电流限定，为平坦的直线。但在该值以上，当VCE增加，则成为随PC而向右下降的曲线。

若增加VCE，接着就会发生所谓二次击穿。高的VCE与大的Ic，使结温急剧地上升，电流再次增加，由温度上升的所谓电流集中——即仅在晶体管芯片的一点电流流动而产生熔化，发生发射极一集电极间的短路。由于这个限制，向右下降得更加厉害。

横轴的最大值是由VCEO所决定。

在单个脉冲的情况下，比起连续工作区域来，通常ASO要宽广一些。这表明，如果时间短，即使超过最大集电极损耗，也存在安全工作区。因集电极电流而产生的发热到变为最大结温需要一定的时间，在到达ASO区域前，若能停止电流的流动，就没有问题。

晶体管能够安全工作的范围是被Ic、VCE、Pc和二次击穿所限制的区域。