AOZ1017是EZBuck™ 3A简易调节器

特征

●4.5V至16V工作输入电压范围

●50mΩ内部PFET开关，效率高：高达95%

●内部软启动；输出电压可调至0.8V

●3A连续输出电流；固定500kHz脉冲宽度调制操作

●逐周电流限制

●短路保护；输出过压保护

●热关机；小型SO-8包装

应用

●负载点DC/DC转换

●PCIe图形卡

●机顶盒

●DVD驱动器和硬盘驱动器

●LCD面板

●电缆调制解调器

●电信/网络/数据通信设备

一般说明

AOZ1017是一款高效，使用简单，耗资3美元的产品调节器。AOZ1017在4.5V到16V的输入电压下工作电压范围，并提供高达3A的连续输出电压可调的输出电流0.8V。

AOZ1017采用SO-8包装，额定值为超过-40°C至+85°C的环境温度范围。

典型应用

方块图

典型性能特征

图1的电路。T=25°C，V=V=12V，V=3.3V，除非另有规定。

基于评估板的SO 8封装件典型输入输出条件下的热降额曲线。

图1的电路。25°C环境温度和自然对流（风速<50LFM），除非另有规定。

详细说明

AOZ1017是一个电流模式降压调节器，带有集成的高压侧PMOS开关。它在4.5V到16V的输入电压范围内工作，并提供高达3A的负载电流。占空比可以从6%调整到100%，允许输出电压范围很宽。功能包括启用控制、上电复位、输入欠压锁定、固定内部软启动和热关机。

AOZ1017有SO-8包装。

启用和软启动

AOZ1017具有内部软启动功能，以限制冲击电流，并确保输出电压平稳上升到调节电压。当输入电压上升到4.0V且EN引脚上的电压高时，软启动过程开始。在软启动过程中，输出电压通常在2.2ms内变为调节电压，2.2ms软启动时间在内部设定。

AOZ1017的EN引脚处于高激活状态。如果未使用启用功能，则将EN引脚连接到V。将EN拉至地面将禁用AOZ1017。不要让它开着。EN引脚上的电压必须高于2.0 V才能启用在AOZ1017。当EN引脚上的电压低于0.6V时AOZ1017已禁用。如果应用电路要求禁用AOZ1017，则应使用开路漏极或开路集电极电路连接至EN引脚。

稳态运行

在稳态条件下，变换器以固定频率和连续导通模式（CCM）工作。

AOZ1017集成了一个内部P-MOSFET作为高压侧开关。电感电流是通过放大漏极到高压侧功率MOSFET源极的压降来检测的。输出电压由FB引脚处的外部分压器降低。通过内部跨导误差放大器放大FB管脚电压与参考电压的差。在PWM比较器输入端，将显示在COMP管脚上的误差电压与电感电流信号和斜坡补偿信号之和的电流信号进行比较。如果电流信号小于错误电压，则内部高压侧开关接通。电感电流从输入通过电感流向输出。当电流信号超过错误电压时，高压侧开关断开。电感电流通过外部肖特基二极管自由旋转输出。

AOZ1017使用P沟道MOSFET作为高压侧开关。它节省了通常在使用NMOS开关的电路中看到的引导电容。允许上开关100%开启，实现线性调节运行方式。从V到V的最小电压降是MOSFET的负载电流x直流电阻+buck电感的直流电阻。其计算公式如下：

其中：VO_MAX是最大输出电压，VIN是4.5V到16V之间的输入电压，IO是从0A到3A的输出电流，RDS（ON）是内部MOSFET的导通电阻，其值为介于40mΩ和70mΩ之间，具体取决于输入电压和结温，和电感是电感的直流电阻。

开关频率

AOZ1017开关频率是固定的，由内部振荡器设置。由于器件的变化，实际开关频率可以从400kHz到600kHz。

输出电压编程

输出电压可以通过反馈输出到FB引脚和电阻分压网络来设置。在图1所示的应用电路中。电阻分压器网络包括R和R。通常，设计是通过选取一个固定的R值并用下式计算所需的R开始的：

表1列出了最常用输出电压值的一些标准值R和R。

R和R的组合应足够大，以避免从输出端吸取过多的电流，这将导致功率损失。

由于开关占空比可以高达100%，最大输出电压可以设置为高达输入电压减去上PMO和电感上的电压降。

保护特性

AOZ1017具有多重保护功能，防止在异常情况下损坏系统电路。

过电流保护（OCP）

感应电感电流信号也用于过电流保护。由于AOZ1017采用峰值电流模式控制，所以COMP引脚电压与峰值电感电流成正比。COMP pin电压内部限制在0.4V和2.5V之间。电感的峰值电流是自动限制周期。

逐周电流限制阈值设置在4A和5A之间。当负载电流达到电流限制阈值时，逐周电流限制电路立即关闭高压侧开关以终止当前占空比。感应器电流停止上升。逐周限流保护直接限制电感峰值电流。由于峰值电感电流的限制，平均电感电流也受到限制。当触发逐周电流限制电路时，输出电压随着占空比的降低而下降。

AOZ1017具有内部短路保护，以防止在输出短路条件下发生灾难性故障。FB引脚电压与输出电压成正比。当FB引脚电压低于0.2V时，触发短路保护电路。结果，转换器被关闭，并且在等于正常开关频率的1/8的频率处打嗝。短路故障排除后，变频器将通过软启动启动。在短路保护模式下，电感的平均电流因其低干扰频率而大大降低。

上电复位（POR）

上电复位电路监测输入电压。当输入电压超过4V时，变频器开始工作。当输入电压降到3.7V以下时，变频器将关闭。

输出过压保护（OVP）

AOZ1017监控反馈电压：当反馈电压高于960mV时，立即关闭PMOS，以保护故障状态下的输出电压超调。当反馈电压低于840mV时，PMOS可以在下一个周期中开启。

热保护

内部温度传感器监测接头温度。如果结温超过150°C，则关闭内部控制电路和高压侧PMOS。

应用程序信息

基本的AOZ1017应用电路如图1所示。部件选择说明如下。

输入电容器

输入电容器必须连接到AOZ1017的V引脚和PGND引脚，以保持稳定的输入电压并过滤掉脉冲输入电流。输入电容器的额定电压必须大于最大输入电压加上纹波电压。在输入纹波电压可由以下方程式近似计算：

由于buck变换器的输入电流是不连续的，所以在选择电容器时，输入电容器上的电流应力是另一个需要考虑的问题。对于降压电路，输入电容电流的均方根值可通过以下公式计算：

如果m等于转换比：

计算输入电容器均方根电流和电压转换率之间的关系，如下页图2所示。可以看出，当V为V的一半时，C的电流应力最大。CIN的最大电流应力为0.5x IO。

为了可靠运行和最佳性能，输入电容器必须在最坏的工作条件下具有高于I的额定电流。陶瓷电容器是首选的输入电容器，因为它们的低ESR和高纹波电流额定值。根据应用电路的不同，可以使用其他低ESR钽电容器或铝电解电容器。在选择陶瓷电容器时，X5R或X7R型介电陶瓷电容器因其更好的温度和电压特性而成为首选。请注意，电容器制造商的纹波电流额定值基于特定的使用寿命。实际设计要求可能需要进一步降低额定值。

感应器

电感器是用来提供恒定的电流输出时，它是由一个开关电压驱动。对于给定的输入输出电压，电感和开关频率共同决定了电感纹波电流，即：

电感电流峰值为：

高电感提供低电感纹波电流，但需要更大尺寸的电感以避免饱和。低纹波电流降低电感铁心损耗。它还降低了通过电感和开关的均方根电流，从而减少了传导损耗。

选择电感器时，确保即使在最高工作温度下也能处理峰值电流而不饱和。

电感接受降压电路中的最高电流。电感器上的传导损耗需要检查是否符合热效率要求。

Coilcraft、Elytone和Murata提供不同形状和样式的表面贴装感应器。屏蔽电感体积小，辐射电磁干扰小。但它们的价格比无屏蔽电感器还高。选择取决于电磁干扰要求、价格和尺寸。

表2列出了一些典型输出电压设计的电感。

输出电容器

根据直流输出电压额定值、输出纹波电压规格和纹波电流额定值选择输出电容器。

所选输出电容器的额定电压规格必须高于最大期望输出电压（包括纹波）。长期可靠性需要考虑降级。

输出纹波电压规格是选择输出电容器的另一个重要因素。在buck变换器电路中，输出纹波电压由电感值、开关频率、输出电容值和ESR决定。可通过以下公式计算：

式中：CO为输出电容值，ESRCO为输出电容的等效串联电阻。

当采用低ESR陶瓷电容器作为输出电容器时，电容器在开关频率下的阻抗占主导地位。输出纹波主要由电容值和电感纹波电流引起。输出纹波电压计算可简化为：

当开关频率的ESR阻抗占主导地位时，输出纹波电压主要由电容ESR和电感纹波电流决定。输出纹波电压计算可进一步简化为：

对于整个工作温度范围内较低的输出纹波电压，也可以使用X5R或X7R介质型陶瓷或其他低ESR钽电容器或铝电解电容器作为输出电容器。

在buck变换器中，输出电容电流是连续的。输出电容器的均方根电流由电感的峰间纹波电流定义。计算方法如下：

通常，由于低电流应力，输出电容器的纹波电流额定值是一个较小的问题。当降压电感选择很小，电感纹波电流较大时，输出电容会产生过应力。

肖特基二极管选择

当高压侧PMOS开关断开时，外部自由转动二极管向电感提供电流。为了降低二极管正向压降和恢复损耗，推荐使用肖特基二极管。所选肖特基二极管的最大反向电压额定值应大于最大输入电压，电流额定值应大于最大负载电流。

回路补偿

AOZ1017采用峰值电流模式控制，易于使用和快速瞬态响应。峰值电流模式控制消除了输出L&C滤波器的双极效应。大大简化了补偿回路的设计。

采用峰值电流模式控制，buck功率级在频域上可以简化为一极一零系统。极点是主极点，可通过以下公式计算：

由于输出电容及其ESR，零点是ESR零点。其计算方法如下：

式中：CO是输出滤波电容器，RL为负载电阻值，ESRCO为输出电容的等效串联电阻。

补偿设计实际上是通过改变变换器的闭环传递函数来获得期望的增益和相位。AOZ1017可以使用几种不同类型的补偿网络。在大多数情况下，连接到COMP管脚的串联电容和电阻网络设置极零点，足以实现稳定的高带宽控制回路。

在AOZ1017中，FB管脚和COMP管脚是内部跨导误差放大器的逆变输入和输出。连接到COMP的串联R和C补偿网络提供一极和一零。杆子是：

式中：GEA为误差放大器跨导，为200×10-6 A/V，GVEA是误差放大器电压增益，为500 V/V，和CC是补偿电容器。

外部补偿网络电容器CC和电阻RC给出的零点位于：

为了设计补偿电路，必须选择目标交叉频率f作为闭环。系统交叉频率是控制回路具有单位增益的地方。交叉频率也称为转换器带宽。通常，较高的带宽意味着对负载瞬态的更快响应。但是，考虑到系统的稳定性，带宽不应该太高。在设计补偿回路时，必须考虑变换器在所有线路和负载条件下的稳定性。

通常，建议将带宽设置为小于开关频率的1/10。AOZ1017在400kHz至600kHz的固定开关频率范围内工作。建议选择小于50kHz的交叉频率。

选择R和C的策略是用R设置交叉频率，用C设置补偿器零。用选择的交叉频率f计算RC：

其中，fC是期望的交叉频率，VFB为0.8V，GEA为误差放大器跨导，为200x10-6

A/V和GCS是电流检测电路的跨导，即6.68交流电压。

补偿电容器C和电阻R一起构成零。这个零点放在靠近主极点f的地方，但低于所选交叉频率的1/5。C可以通过以下方式选择：

上述方程式也可简化为：

一个易于使用的应用软件，有助于设计和模拟补偿回路可以找到。

热管理和布局考虑

在AOZ1017降压调节器电路中，高脉冲电流流过两个电路回路。第一个回路从输入电容、V引脚、LX引脚、滤波电感、输出电容和负载开始，然后通过接地返回输入电容。当高压侧开关接通时，电流在第一个回路中流动。第二个回路从电感开始，到输出电容和负载，到肖特基二极管的阳极，到肖特基二极管的阴极。当低压侧二极管打开时，电流在第二个回路中流动。

在PCB版图中，最小化两个回路的面积可以降低电路的噪声，提高效率。强烈建议使用接地平面连接AOZ1017的输入电容器、输出电容器和PGND引脚。

在AOZ1017降压稳压器电路中，主要的功率耗散元件是AOZ1017、肖特基二极管和输出电感。变换器电路的总功耗可以用输入功率减去输出功率来测量。

肖特基的功耗可近似为：

其中；VFW_肖特基是肖特基二极管正向压降。

电感的功率损耗可以通过电感的输出电流和DCR近似计算。

实际结温可用AOZ1017中的功耗和结到环境的热阻抗计算。

AOZ1017的最高结温为150°C，这限制了最大负载电流能力。不同环境温度下AOZ1017最大负载电流见热降容曲线。

AOZ1017的热性能受PCB版图的影响很大。在设计过程中，用户应格外小心，以确保集成电路在推荐的环境条件下工作。

为了获得最佳的电气和热性能，下面列出了一些布局提示。图3展示了一个PCB布局示例作为参考。

1、不要使用V和PGND引脚的散热连接。最大化PGND管脚和V管脚的铜面积，以帮助散热。

2、输入电容器应尽可能靠近V引脚和PGND引脚。

3、首选地平面。如果不使用接地平面，则将PGND与AGND分开，并仅在一个点连接它们，以避免PGND引脚噪声耦合到AGND引脚。

4、使从LX引脚到L到C到PGND的电流轨迹尽可能短。

5、在所有未使用的电路板区域上浇注铜平面，并将其连接到稳定的直流节点，如V、GND或V。

6、两个LX引脚连接到内部PFET漏极。它们是低电阻的热传导路径和噪声最大的开关节点。将铜平面连接到LX引脚将有助于散热。这个铜平面不应该太大，否则开关噪声可能会耦合到电路的其他部分。

7、保持敏感的信号轨迹远离LX引脚。

包装尺寸，SO-8

笔记：

1. 所有尺寸单位均为毫米。

2. 尺寸包括电镀

3. 包体尺寸不包括模具飞边和浇口毛刺。非铅侧的模具闪光应小于6 mils。

4. 尺寸L在仪表平面内测量。

5. 控制尺寸为毫米，转换后的英寸尺寸不一定精确。

生活保障政策

阿尔法和欧米茄半导体产品未经授权用作生命支持设备或系统的关键部件。

如本文所用：

1、生命支持设备或系统是设备或2、生命系统的任何组成部分中的一个关键组成部分，该生命系统（A）用于外科植入支架、装置或系统中，而该支架、装置或系统的故障可导致身体或（b）支持或维持生命，以及（c）在按照支持装置或系统正确使用时，合理预期会导致寿命失效或无法执行，或影响其安全性或标签中提供的使用说明的，可以是有效的。合理预期会导致使用者受到重大伤害。