LTC3732三相，5位视频， 600kHz，同步降压 开关调节器控制器（一）
日期：2020-6-11特征
三相电流模式控制器
板载MOSFET驱动器
±5%输出电流匹配优化热
电感和mosfet的性能和尺寸
4.5V≤VCC≤7V；4.5V≤VIN≤32V
±差分放大器能准确地感知VOUT
减少输入和输出电容
减少电源引起的噪音
可编程的VID DAC，从1.1V到1.85V（VRM9.0/9.1）
±10%功率良好输出指示器
±脉冲宽度调制（PWM），阶段显示TM或突发模式®操作
OPTI-LOOP公司
补偿最小化COUT
可调软启动电流斜坡
短路停机定时器，带故障选项
过电压软闩锁
小型36铅窄（0.209”）SSOP封装
±QFN 5mm×7mm 38铅包
应用程序
台式计算机
高性能笔记本电脑
高输出电流DC/DC电源
描述
LTC®系列3732是多相同步降压全N通道开关调节器控制器可锁相固定的外功率MOSFET级频率结构。三相控制器驱动频率为120°相位分离的输出级每相最大600kHz，以使均方根电流最小化输入和输出滤波电容器的损耗。3号-相位技术有效地将基本频率提高了三倍，提高了工作时的瞬态响应每一个控制器在一个最佳频率以获得高效率以及易于热设计。轻载效率通过选择输出级脱落或突发而优化模式技术。一个差分放大器提供两种负载点处输出电压的高侧和低侧。软启动和可破坏的定时短路关机保护mosfet和负载。折叠式电流电路还为外部mosfet提供保护在短路或过载情况下。
绝对AXI和速率GS（注1）
上部驱动电压（BOOSTN）38V至-0.3V
开关电压（SWN）32V至-5V
提高驱动器电压（BOOSTN–SWN）7V至-0.3V
峰值输出电流<1 ms（TGN，BGN）5A级
电源电压（VCC），PGOOD引脚电压7V至-0.3V
RUN/SS、PLLFLTR、PLLIN、FCB电压
工作环境温度范围 0°C至70°C
结温（注2、3、7）125摄氏度
储存温度范围-65°C至150°C
铅温度（焊接，10秒）
SSOP包300摄氏度
回流峰值体温
QFN套餐 240摄氏度
VCC至-0.3V
第i电压 2.4伏至-0.3伏
电气特性 表示适用于整个运行的规范
温度范围，否则规格为TA=25°C。除非另有说明，否则VCC=VRUN/SS=5V。
电气特性 表示适用于整个运行的规范
温度范围，否则规格为TA=25°C。除非另有说明，否则VCC=VRUN/SS=5V
注1：绝对最大额定值是指寿命超过可能会损坏设备。允许最大电流为200微安拉上RUN/SS引脚，防止过电流停机。
注2:TJ根据环境温度TA和功率计算耗散PD根据以下公式：LTC3732G:TJ=TA+（PD×95°C/W）LTC3732CUHF:TJ=TA+（PD×34°C/W）
注3：集成电路在反馈回路中进行测试，反馈回路包括单位增益结构的放大器，负载100微安至地面驱动将VID DAC输入误差放大器，并将产生的电压伺服到误差放大器的中频点（VITH=1.2V）。
注4：由于栅极充电以开关频率传送。请参阅应用程序信息。
注5：最小开启时间条件对应于电感峰值至峰值纹波电流≥IMAX的40%（见最小开启时间应用程序信息部分中的注意事项）。
注6:ATENERR规格是输出电压的附加值VID代码=11111时规定的精度。
注7：该集成电路包括用于在瞬时过载条件下保护装置。接合当过热保护激活时，温度将超过125°C。在规定的最大运行交叉点以上连续运行温度可能会影响设备的可靠性。
典型性能特征
皮孚CTIO SVID0至VID4：输出电压编程输入引脚。一个在每个输入引脚上提供3微安的内部上拉电流。详见表1。不要对这些引脚施加电压在VCC引脚上施加电压之前。锁相环：相位检测器的同步输入。这个别针以50kΩ内部端接至SGND。锁相环将迫使控制装置1的上升门信号与锁相环的上升沿同步信号。
锁相环的低通滤波器与这个别针。或者，可以使用AC或改变内部频率的直流电压源振荡器。（在电压在VCC引脚上的应用。）强制连续控制输入。分配到该引脚的电压ap设置控制器的工作模式。当外加电压小于0.6V。突发模式操作将在允许销浮动时激活如果插脚与VCC插脚相连，则断开模式将激活。（在在VCC引脚上施加电压。）IN+，IN–：输入到精度、单位增益差分带内部精密电阻的放大器。这提供了正负负载的真实遥感用于精确输出电压控制的端子。
DIFFOUT：远程输出电压感应输出差分放大器。EAIN：这是误差放大器的输入，它将VID分压、反馈电压与内部电压进行比较0.6V参考电压。桨叶（仅限UHF组件）：此引脚连接到包装中心的散热金属垫底部与集成电路的基板相连。一定是连接到SGND引脚。信号接地。此销必须单独布线在集成电路下面连接到PGND引脚，然后连接到主接地飞机。传感器1+，传感器2+，传感器3+，传感器1-，传感器2-，传感器3–：每个差动电流组件的输入。第i个引脚电压和SENSE-和SENSE+管脚，与RSENSE一起，设置当前跳闸阈值水平
RUN/SS：软启动、运行控制输入的组合短路检测定时器。电容器对地在这个引脚上，还将斜坡时间设置为全电流输出作为输出电压短路前的延时关闭。建议最小值为0.01μF在这个别针上。
ITH：误差放大器输出和开关调节器补偿点。所有三个电流比较器的阈值增加这个控制电压。
PGND：驾驶员电源接地。此插针直接连接到底部N沟道外mosfet的来源以及CIN的（–）终端。
BG1到BG3：用于底部N通道mosfet的大电流栅极驱动器。这些引脚上的电压摆动来自接地至VCC。VCC：主电源引脚。因为这个针同时提供控制器电路功率以及高功率脉冲提供驱动外部MOSFET栅极的引脚需要非常小心和紧密地与集成电路分离PGND引脚。
DRVCC（仅限UHF封装）：此引脚为最底层的MOSFET片上驱动程序。把这个别针系在VCC上销并小心地用最小5μF陶瓷电容靠近IC封装。
SW1到SW3：开关节点连接到电感器。这些管脚的电压波动来自肖特基二极管（外部）接地至车辆识别号的电压降（其中车辆识别号为外部MOSFET供电轨）。
TG1至TG3：用于顶部N通道的大电流门驱动器莫斯费特。这些是带有电压摆幅等于开关节点电压SW上的升压电压源。助推器1至助推器3：上部结构的正极电源销浮动驱动器。自举电容器外部肖特基二极管和升压电源连接在BOOST和SW引脚之间。电压升压管脚的摆动来自升压电源电压（通常为VCC）至该升压源电压+车辆识别号（其中VIN是外部MOSFET供电轨）。
PGOOD：当输出电压超出PGOOD公差VPGDLY延迟约100微秒的窗口。
操作（参考功能图）
主控制回路
集成电路采用恒定频率、电流模式的降压结构。在正常运行期间，每个顶部当振荡器设置好时，MOSFET在每个周期都被打开RS锁存，当主电流比较器I1复位每个RS锁存器。峰值电感I1复位RS锁存器的电流由第i个引脚上的电压，这是错误的输出放大器EA。EAIN pin接收一部分电压反馈信号通过扩散销通过内部VID DAC并与内部参考进行比较
操作（参考功能图）
电压。当负载电流增加时相对于0.6V，EAIN引脚电压降低参考电压，从而导致第i个电压升高直到每个电感器的平均电流与新的负载电流（假设所有三个电流感应电阻相等）。在突发模式操作和阶段脱落模式，在每个顶部MOSFET关闭后底部的MOSFET被打开，直到电感器电流开始反转，如电流比较表I2所示，或下一个周期的开始。顶部的MOSFET驱动器是从浮动引导带电容CB偏置的，通常在每一个关断周期，通过一个外部肖特基二极管。什么时候？然而，车辆识别号（VIN）降低到接近VOUT的电压可能进入退出状态并试图打开顶部的MOSFET连续不断地。辍学检测器计算振荡器循环，底部的MOSFET保持关闭和周期性地强制短暂的接通时间，以允许断路器重新充电。通过拉动RUN/SS关闭主控制回路别针低。释放RUN/SS允许内部1.5微安充电电源软启动电容器CSS。CSS达到1.5V，主控制回路启用，并且内部缓冲电压被钳制，但允许随着CSS上的电压继续升高。这种“软启动”钳位防止突然电流被吸出从输入电源。当RUN/SS引脚低时，所有功能都保持在受控状态。RUN/SS引脚当VCC输入电压低于4V或当IC模具温度上升到150°C以上时。
低电流运行
FCB引脚是一个多功能引脚：1）模拟比较器输入，通过强制临时强制脉宽调制操作和2）逻辑在三种操作模式之间进行选择的输入。A） 突发模式操作当FCB引脚电压低于0.6V时，控制器作为一个连续的，脉宽调制电流模式的同步开关调节器。顶部和底部mosfet交替打开以保持输出电压与电感电流方向无关。当FCB引脚低于VCC–␣1.5V但高于0.6V，则控制器作为突发模式开关调节器执行。突发模式操作设置最小输出电流电平在关闭顶部开关并在电感电流为负时关闭同步MOSFET之前。在低电流下，这些要求的组合将，强制第i个引脚低于电压阈值暂时关闭两个输出mosfet，直到输出电压略有下降。有一个突发比较器与第i个销相连的60毫伏磁滞。这种迟滞将信号输出到mosfet，使其开启有几个周期，然后是可变的“睡眠”间隔取决于负载电流。结果输出电压纹波通过误差放大增益块后的滞回比较器。
B） 阶段脱落操作当FCB引脚连接到VCC引脚时，突发模式禁用操作，强制最小电感删除当前要求。这提供了常数频率，在最大输出电流范围内的不连续电流操作。大约10%最大设计负载电流，第二和第三输出级关闭，仅一级控制器在不连续电流模式下激活。这个“阶段“开口”通过消除浇口来优化效率另外两种的充电损耗和开关损耗输出阶段。当为了保持输出电压，输出负载电流降到最大设计负载电流的1%以下。这一阶段的脱落操作不如爆破有效模式在非常轻的负载下运行，但确实提供了较低的噪声，恒定频率工作模式降低到轻载条件。
C） 连续电流运行将FCB引脚连接到地上将强制持续电流操作。这是效率最低的操作模式，但是在某些应用中可能是可取的。输出可以此模式下的源或汇电流。当强制连续运行和下沉电流时，该电流将被迫回到主电源，可能将输入电源提高到危险电压水平！
操作（参考功能图）
频率同步
锁相环允许内部振荡器使用PLLIN管脚与外部电源同步。PLLFLTR引脚处的相位检测器的输出也是振荡器的直流频率控制输入在250kHz至600kHz范围内工作，对应于从0V到2.4V的电压输入。锁定时，PLL将顶部MOSFET的开关对准同步信号。当没有频率信息时提供给PLLIN引脚，PLLFLTR变低，强制把振荡器调到最小频率。直流电源可以是应用于PLLFLTR引脚，以外部设置所需的工作频率。大约20微安的放电在没有PLLIN信号的情况下，引脚上会出现电流。输入电容ESR要求和效率损失在多相体系结构中大大减少因为输入电容的峰值电流有效地除以所用的相数功率损耗与均方根电流平方成正比。一个三级，单输出电压实现可降低输入路径功率损失90%。
差分放大器
这个放大器提供真正的差分输出电压传感。在大电流应用和/或具有电气互连损耗的应用中，同时感知VOUT+和VOUT–benefits Regulation。这种感觉也将物理电源与物理电源隔离防止故障发生的信号接地PC布局上的“接地回路”并防止电压由板到板互连引起的错误，特别有助于VRM设计。动力良好PGOOD引脚连接到内部N沟道MOSFET。MOSFET在内部延迟已经过去，输出电压已经偏离其名义值10%以上。如果在延迟超时之前，输出恢复正常定时器复位。没有延迟的时间上升一旦输出电压在±10%范围内，PGOOD输出“窗口。”
短路检测
RUN/SS电容器最初用于开启和限制输入电源的浪涌电流。一旦控制器已给定时间，由RUN/SS引脚上的电容器，为输出充电电容器并提供满负荷电流然后电容器被用作短路超时电路。如果输出电压降到低于其标称值的70%输出电压，RUN/SS电容器开始放电，假设输出处于严重过电流和/或短路情况。如果这种情况持续很长时间足够的周期，由运行/SS的大小决定电容器，控制器将关闭，直到运行/SS引脚电压被回收。这种内置的锁具可以通过提供大于5微安、符合4V的运行/SS引脚。这一附加电流缩短了软启动周期，但防止了RUN/SS的净放电严重过电流和/或短路时的电容器条件。当输出电压是否低于其标称值的70%或者短路闭锁电路未启用。折叠可以通过夹紧EAIN引脚来超越电流限制使电压保持在（70%）以上（0.6V）或0.42V电平，即使在实际输出电压较低的情况下。
输入欠压复位
如果输入电压，（VCC）允许降至约3.8V以下RUN/SS引脚上的电容器将放电，直到短路保护闩锁解除。RUN/SS ca pacitor将尝试通过正常软启动循环VCC电源高于3.8V后上升。此电路防止输入电源时电源闭锁先断后合。PGOOD别针在启动过程中保持低电压直到RUN/SS电容器上升接近3.8V，高于ap的短路闭锁解除警戒阈值。基本应用电路如图1所示本数据表的第一页。外部组件选择由负载要求驱动，通常开始根据期望工作频率、电感电流和输出
操作（参考功能图）
电压纹波要求。一旦感应器和选择了工作频率，可以计算出电流传感电阻。接下来，功率mosfet选择肖特基二极管。最后，CIN和COUT根据所需的电压纹波选择要求。图1所示的电路可以是配置为可工作至MOSFET电源电压28V（受外部mosfet和最短时间）。
工作频率
集成电路采用恒定频率、相位可锁定的架构，其频率由内部电容器。这个电容器由固定电流加与电压成比例的附加电流应用于PLLFLTR引脚。指锁相附加信息的环路和频率同步部分。施加到PLLFLTR引脚的电压与频率如图3所示。作为工作频率门电荷损耗会更高，减少效率（见效率考虑）。最大值开关频率约为680kHz。
电感值计算及输出纹波电流
工作频率和电感的选择是相互关联的，因为较高的工作频率允许使用较小的电感和电容值。那么为什么任何人选择在较低频率下操作更大的组件？答案是效率。更高的频率通常导致效率较低，因为MOSFET栅电荷和跃迁损耗。除了这个基本的折衷，电感值对纹波的影响还必须考虑电流和低电流操作。多相方法减少了输入和优化单个输出时的输出纹波电流以较低的基频运行的级，增强效率。电感值对纹波电流有直接影响。这个每段电感纹波电流∏IL，N，随着电感或频率的升高而减小，随着车辆识别号或车辆识别号的升高而增大：
其中f是单个输出级工作频率。在多相变流器中，由输出电容比单个电容小得多由于纹波消除电感纹波电流。这个如何计算净输出纹波电流的详细信息可在应用注释77中找到。图4显示了输出所看到的净纹波电流不同相位配置的电容器。这个输出纹波电流在一个固定的输出电压下被标绘为占空比在x轴。输出纹波电流与零占空比下的电感纹波电流。图形可以用来代替繁琐的计算。如所示图4，在下列情况下获得零输出纹波电流：
因此可以选择使用的相数以最小化
输出纹波电流，因此输出纹波给定输入和输出电压下的电压。应用中因此可以选择使用的相数以最小化输入电压变化很大的离子阶段将产生最好的结果。接受较大的∏IL值允许使用低电感，但可以导致更高的输出电压纹波。设置纹波电流的合理起点是
ΔIL=0.4（IOUT）/N，其中N是通道数，且IOUT是总负载电流。记住，最大值在最大输入电压下会出现∏IL。电感纹波电流由电感，输入和输出电压。
电感磁芯选择
一旦确定了L1到L3的值，则必须选择感应器。高效转换器通常无法承受低成本的核心损失铁粉芯，强制使用铁素体，Molypermaloy或Kool Mμ®合金核心。实际堆芯损耗为与固定电感值的磁芯尺寸无关，但是很大程度上取决于电感的选择。作为电感增加，核心损失下降。不幸的是，增加了电感需要更多的线匝，因此铜的损耗会增加。铁氧体设计具有非常低的磁芯损耗，是首选在高开关频率下，因此设计目标可以注意铜的损耗和防止饱和。铁氧体磁芯材料饱和“硬”，这意味着峰值设计时电感突然崩溃超过电流。这导致电感纹波电流与输出电压涟漪。不要让核心饱和！Molypermaloy（来自Magnetics，Inc.）是一种非常好的低合金环形线圈的损耗核心材料，但比铁素体。同一制造商的合理折衷方案是Kool Mμ。圆环体非常节省空间，尤其是当你可以用几层电线的时候。因为它们没有线轴，所以安装起来比较困难。然而，表面安装的设计是可用的不要显著增加高度。
功率MOSFET与D1、D2、D3的选择必须选择至少两个外部功率mosfet三个输出部分：一个N沟道MOSFET用于顶部（主）开关和一个或多个N通道底部（同步）开关的MOSFET。这个选择的所有mosfet的数量、类型和“开”电阻考虑电压降压比以及MOSFET的实际位置（主或同步）将被使用。小得多，低得多的投入顶部MOSFET应使用电容MOSFET在输出电压小于输入电压的1/3。在VIN>>VOUT的应用中，顶部的mosfet“on”电阻对整体效率的重要性通常小于其输入电容工作频率高于300kHz。MOSFET制造商已经设计出特殊用途的器件来提供相当低的“开”电阻，显著降低开关稳压器中主开关应用的输入电容。峰-峰MOSFET栅极驱动电平由电压，VCC，需要使用逻辑电平阈值大多数应用中的mosfet。密切关注用于mosfet的BVDSS规范；许多逻辑电平mosfet限制在30V或更低。功率mosfet的选择标准包括“开”电阻RDS（开）、输入电容、输入电压和最大输出电流。MOSFET的输入电容是几个但可以从典型的“浇口”中取出“充电”曲线包含在大多数数据表中（图5）。
该曲线是通过强制恒定的输入电流产生的进入公共电源的栅极，电流源加载然后绘制栅极电压与时间的关系图。这个初始斜率是栅对源和栅对漏电容的影响。曲线的平坦部分是泄水道对闸门米勒倍增效应的结果当漏极降低电压时的电容电流源负载。上斜线是由于漏极对栅极累积电容和栅极对源电容。磨坊主收费（增加从a到b的水平轴上的库仑为给定的VDS漏极电压指定，但可以通过乘以应用程序VDS与曲线指定VDS的比率价值观。估计CMILLER项的一种方法是制造商数据表上a点和b点的栅极电荷变化除以规定的VDS电压明确规定。CMILLER是最重要的选择标准用于确定顶部MOSFET中的跃迁损耗项但没有直接在MOSFET数据表上说明。CRS系统COS有时会被指定，但是这些定义不包括参数。
当控制器以连续模式运行时顶部和底部mosfet的占空比由
主同步功率损耗最大输出电流下的mosfet由
其中N是输出级数，δ是RDS（ON）的温度依赖关系，RDR是有效的顶层驱动程序电阻（VGS=VMILLER时约为2Ω），VIN为中的漏极电位和漏极电位的变化特殊应用。VTH（IL）是指定的数据表功率中规定的典型栅极阈值电压指定漏极电流下的MOSFET数据表。卡米尔是用栅极电荷曲线计算出的电容从MOSFET数据表和描述的技术上面。两个mosfet都有I2R损耗，而上部N沟道方程中包含了过渡损耗的附加项，最高输入电压时的峰值。对于车辆识别号<12V的车辆大电流效率通常随着当VIN>12V时，mosfet的跃迁损耗迅速增加到使用更高的具有较低CMILLER的RDS（ON）设备实际上提供了较高的效率。同步MOSFET损耗最大当最高开关占空比低时，在高输入电压下或当同步开关接近100%的时间。术语（1+δ）通常用于标准化RDS（ON）与温度曲线的形式，但是δ=0.005/℃可用作低电压mosfet。如图1所示的肖特基二极管D1至D3导通在两者之间的死时间大功率mosfet。这样可以防止底部MOSFET在时间和需要一个反向恢复期它的效率可能高达百分之几。