L6910G 可调降压控制器带同步整流（一）

1、特点

工作电源电压为5V至12V母线

高达1.3A栅电流能力

输出电压可调

N-反向E/A输入可用

0.9V±1.5%参考电压

电压模式PWM控制

非常快的负载瞬态响应

0%至100%占空比

功率良好输出

过压保护

HICCUP过电流保护

200kHz内部振荡器

外部可调振荡器

从50kHz到1MHz

软启动和抑制

包装：SO-16

2、应用

记忆和术语国家的供应

计算机附加卡

低压分布式DC-DC

磁放大器更换

3、说明

该装置是一个高性能的pwm控制器从3.3V，5V和12V总线进行dc-dc转换。输出电压可调至0.9V；使用外部电源可以获得更高的电压分压器。高峰值电流门驱动器提供快速切换到外部电源部分，以及输出电流可以超过20A。该装置确保对负载过电流和过电压的保护。还提供了一个内部撬棍来打开低侧mosfet只要检测到过电压，一旦检测到过电流，软启动电容器放电，系统工作打嗝模式

表5。电气特性（Vcc=12V，TJ=25°C，除非另有规定）

设备说明

该器件是采用BCD技术实现的集成电路。控制器为高性能降压DC-DC变换器提供完整的控制逻辑和保护。它被设计用来驱动N同步整流buck拓扑中的沟道mosfet。转换器的输出电压可以是当内部参考值为使用（简单地连接EAREF和VREF引脚）。该设备还允许使用外部参考电压（0.9V至3V）。该装置提供快速瞬态电压模式控制回应。它包括一个200kHz的自由运行振荡器，可以从50kHz调节到1MHz。误差放大器具有10MHz的增益带宽乘积和10V/μs的转换率，可实现高转换器带宽，实现快速瞬态性能。PWM占空比的范围为0%到100%。该装置可防止过电流进入故障模式。设备使用上部MOSFET的rDS（ON）监控电流，无需电流感应电阻器。该设备有SO16窄包装。

振荡器

开关频率在内部固定为200kHz。内部振荡器产生三角形波形为PWM充放电与恒流内部电容器。电流输送到振荡器通常为50μA（Fsw=200kHz），可以使用连接在OSC引脚和GND或VCC。因为OSC引脚保持在固定电压（典型。1.235V）时，频率与从引脚（压入）的电流成比例变化。特别是连接RT和GND时，根据以下关系：

将RT连接到VCC=12V或VCC=5V时，频率降低（电流被强制进入引脚），根据与以下关系：

开关频率变化vs.RT在图4中重复。请注意，向该引脚施加50μa电流时，由于没有电流传输到振荡器

参考文献

提供精确的±1.5%0.9V参考电压。必须用1nF陶瓷电容器过滤该参考值，以避免内部线性调节器的不稳定性。它能提供高达100μA的电流，可作为设备调节，也适用于其他设备。如果在其标称值的70%下强制，设备进入Hic  cup模式，直到该条件消除。通过EAREF引脚，可获得法规参考。该引脚直接连接非反向误差放大器的输入。可使用外部参考（或内部0.9V±1.5%）。这个的输入引脚的范围从0.9V到3V。它有一个内部下拉（300kΩ电阻），如果未连接参考（引脚浮动）。但是，如果EAREF引脚上的电压为低于650mV（典型值）。

软启动

在启动时，会产生一个斜坡，用内部电流发生器给外部电容器CSS充电。首字母该电流值为35μA，并将电容器的充电速度提高到0.5V，之后电容器变为10μA，直到最终充电值约为4V。当软启动电容器（VSS）上的电压达到0.5V时，低功率MOS打开，对输出电容器进行放电。当VSS达到1.1V（即振荡器三角波下限）时，上限MOS开始开关，输出电压开始增加。如果SS保持在0.5V以下，并且两个mosfet都关闭，则没有观察到开关活动。如果VCC和OCSET引脚未超过其自身的开启阈值，且VEAREF不高于650mV，则软启动不会发生，相关引脚内部对GND短路。在正常运行期间，如果在两个电源中的一个上检测到任何欠电压，则SS引脚内部对GND短路，因此SS电容器短路迅速排出。

司机室

高、低压侧驱动器的驱动能力允许使用不同类型的功率MOS（也可以是多个MOS降低RDSON），保持快速开关转换。低压侧mos驱动器由Vcc直接提供，而高压侧驱动器由启动引脚提供。采用自适应死区控制来防止交叉传导，并允许使用多种类型的mos  fet。当下栅极大于200mV时，避免了上mos导通，而下mos导通为如果相位引脚超过500毫伏，则应避免。在任何情况下，下部mos在高压侧关闭。在5V和12V时，上部（图6）和下部（图7）的峰值电流都显示出来了。在这些测量中使用了3.3nF电容负载。对于较低的驱动器，源峰值电流为1.1A@VCC=12V和500mA@VCC=5V，而sink峰值则为电流为1.3A@VCC=12V，500mA@VCC=5V。同样，对于上层驱动器，源极峰值电流为1.3A@Vboot Vphase=12V和600mA@VbootVphase=5V，而陷波峰值电流1.3A@Vboot Vphase=12V和550mA@Vboot Vphase=5V。

过电流保护由比较高压侧MOS压降的装置执行，原因是通过外部电阻（ROCS）的电压连接在OCSET引脚和上莫斯。因此，过电流阈值（IP）可通过以下关系式进行计算：

当IOCS的典型值为200μA时。要计算ROCS值，必须将其视为最大值RdsON（也是随温度变化）和IOCS的最小值。为了避免意外触发过电流保护必须满足这种关系：

式中∆I为电感纹波电流，IOUTMAX为最大输出电流。如果检测到过电流，软启动电容器将以恒定电流（典型值为10μA）放电，以及SS引脚达到0.5V软启动阶段重新启动。在软启动过程中，过流保护始终处于活动状态，如果发生此类事件，设备将关闭两MOSFET，SS电容器将再次断电（在达到约4V的上限值之后）。系统现在在“打嗝”模式下工作，如图8所示。排除过流原因后，设备重新启动正常工作电源开关。

电感器设计

电感值由瞬态响应时间、效率和成本之间的折衷来定义还有尺寸。必须计算电感器以维持输出，并维持输入电压变化纹波电流∆IL在最大输出电流的20%和30%之间。电感值可通过以下关系式计算：

其中fSW是开关频率，VIN是输入电压，VOUT是输出电压。图9显示在VIN=5V和VIN=12V的情况下，纹波电流与不同电感值的输出电压之比。增加电感值会降低纹波电流，但同时也会降低转换器负载瞬态响应时间。如果补偿网络设计良好，装置能够打开或关闭占空比高达100%或降至0%。响应时间现在是电感器所需的时间将其当前值从初始值更改为最终值。由于电感器尚未完成充电时间，输出电流由输出电容器提供。响应时间越短，输出电容越小必修的。

负载瞬态的响应时间因负载的应用或移除而不同：如果在负载施加期间，电感器被等于输入和输出之间差的电压充电电压，在拆卸过程中，它只由输出电压放电。以下表达式给出了补偿网络响应足够快的情况下∆I负载瞬态的近似响应时间：

最坏的情况取决于可用的输入电压和选定的输出电压。不管怎样，最坏的case是负载移除后的响应时间，最小输出电压已编程，最大输入电压可用。

输出电容器

输出电容器是电源快速响应的基本元件。事实上，在负载传输过程中，在最初的几微秒内，它们向负载提供电流。控制器立即识别负载瞬态，并将占空比设置为100%，但电流斜率受电感器值的限制。输出由于电容器内的电流变化，电压出现第一次下降（忽略ESL的影响）：

在负载瞬态期间，需要一个最小的电容值来维持电流而不放电。这个输出电容器放电引起的电压降可通过以下公式得出：

其中，DMAX是最大占空比值，即100%。ESR越低，输出降越低在负载瞬变过程中，输出电压的静态纹波越低。

输入电容器

输入电容器必须承受上部MOS导通时产生的纹波电流，因此必须具有低ESR，以尽量减少损耗。该纹波的rms值为：

补偿网络设计

控制回路为电压模式（图10）。输出电压调节为输入参考电压水平（EAREF）。然后将误差放大器输出VCOMP与振荡器三角波进行比较，以提供在相位节点处具有VIN振幅的脉宽调制（PWM）波。这个波被输出滤波器。调制器传递函数是VOUT/VCOMP的小信号传递函数。这个函数根据L-Cout共振，频率FLC为双极，FESR为零，取决于输出电容器ESR。调制器的直流增益就是输入电压VIN除以峰间值振荡器电压∆VOSC。