AD8011
（开环误差电流乘以反相输入端的电阻），该
结果（参见图7） ，更精确的低频闭环
传递函数可以描述为
A
V
=
G
G
=
G
×
R
I
R
F
R
G
1
+
+
1
+
+
F
T
O
T
O
A
O
T
O
该分析假设完美的电流源和无限晶体管
V
A
秒。 （ Q3 ， Q4输出电导被假定为零。 ）这些
假设导致实际与模型的开环电压增益
和相关的输入参考误差项是针对不太准确
低增益（G）的正相运算在低于频率
在AD8011的开环极点。这是其中的主要结果
输入信号（V
P
）调节Q3 / Q4的输出电导，
导致在研发
I
负值低于此处而得。对于反相
操作中，实际值与模型的直流误差项是相对
要少得多。
80
70
–90
–100
–110
相
50
–120
–130
收益
–140
–150
–160
A
O
(s)
–170
–180
–190
1E+04
1E+05
1E+06
1E+07
1E+08
–200
1E+09
40
30
20
10
0
–10
–20
–30
1E+03
对于同相（ G是正的） 。
A
V
=
G
1 –
摹ř
F
1
+
+
A
O
T
O
为反相（ G是负的） 。
哪里
G
是如前面所描述的理想的增益。有R
I
= T
O
/A
O
（开环反相输入端的电阻），所述第二表达
（正
G)
显然涉及古典电压反馈
运算放大器
公式为T
O
由于其相对高得多的价值省略
从而影响不大。一
O
和T
O
是开环直流
电压和跨阻增益放大器，分别。
这些关键变量的传递可谓
A
O
=
R
1
×
转基因食品
×
|
A
2|
(1 –
g
mc
×
R
1)
60
频率（Hz）
和
T
O
=
R
1
×
|
A
2|
2
图8.开环电压增益和相位
AC传热特性
1 –
GMC
×
R
1
R
I
=
2
×
g
因此
mf
其中g
mc
是正反馈的跨导（未示出）
和1 / g的
mf
是器件的热发射极电阻D1 / D2和
Q3 / Q4 。对G
mc
×
R 1产品的设计值，结果在一个
通常-2500 / V的负直流开环增益（参见图8） 。
+V
S
下面将交流小信号传递的推导是基于一
简化的单极模式。虽然不准确的频率
接近AD8011的闭环带宽（ CLBW ）在低
同相的外部收益，但仍然提供了一个公平的近似值
化和直观的了解其主要的交流小信号
的特点。
对于反相操作和高同相增益，这些
传递方程提供一个良好的近似的实际
该器件的AC性能。
为了准确地量化V
O
与V
P
的关系，A
O
(s)
和T
O
（多个）需要被导出。这可以由以下可以看出
非扩展同相增益关系
V
O
(
s
) /
V
P
(
s
)
=
G
R
G
+
F
+
1
A
O
[
s
]
T
O
[
s
]
×
|
A
2 |
mf
1 –
g
×
R
1
mc
S
τ
1
1 –
g
×
R
1
mc
R
S
V
P
L
I
L
N
IE
Z
I
T
O
(s)
A
O
(s)
L
S
V
O
R
L
L
S
C
L
C
P
R
N
R
F
–V
S
Z
I
=开环输入阻抗= C
I
|| R
L
同
A
O
(
s
)
=
图7. ž
I
=开环输入阻抗
R
1
×
g
虽然非典型传统CF或VF安培，这种消极
开环电压增益导致的输入参考误差项
(V
P
–V
O
/ G = G / A
O
+ R
F
/T
O
），将通常是负对于G，
大于+ 3 / -4 。作为一个例子，对于G = 10的
O
= –2500,
和T
O
= 1.2 MΩ ，导致-3 mV的使用A错误
V
上述推导。
其中R 1是A 2 / A 2 B的输入电阻，而
τ1
（等于
光盘R1 A2）的开环主导时间常数
和
T
O
(
s
)
=
|
A
2
|
×
R
1
2
s
τ
1
+
1
版本C
–10–
相位（度）
增益（dB
)
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