ADS8341是一个带同步串行接口的4通道16位采样模数转换器

特征

带ADS7841的插针；单电源：2.7V至5V；4通道单端或；双通道差分输入；最高100kHz转换率；86分贝SINAD；串行接口；SSOP-16包。

应用

数据采集；测试和测量；工业过程控制；个人数字助理；电池供电系统。

说明

ADS8341是一个带同步串行接口的4通道16位采样模数转换器。在100kHz的吞吐量下，典型的功耗为8MW速率和+5V电源。参考电压（VREF）可以是在500伏和VCC之间变化，提供相应的输入电压范围为0V至VREF。该装置包括关闭模式，将功耗降低到低于15微瓦。ADS8341的测试电压为2.7V。

低功耗、高速和板载多路复用器ADS8341是电池供电系统的理想选择，如个人数字助理、便携式多通道数据记录器和测量设备。串行接口也为远程数据采集提供低成本隔离。这个ADS8341采用SSOP-16封装，确保温度范围在-40°C至+85°C之间。

操作理论

是一个经典的逐次逼近寄存器（SAR）A/D转换器。该体系结构基于电容再分配，电容再分配本质上包括采样保持功能。该转换器采用0.6μm cmos工艺制造。

ADS8341的基本操作如图1所示。设备需要外部参考和外部时钟。它从2.7V到5.25V的单一电源工作。外部参考电压可以是500MV和+VCC之间的任何电压。参考电压的值直接设置转换器的输入范围。平均参考输入电流取决于ADS8341的转换率。

转换器的模拟输入是差分的，通过四通道多路复用器提供。输入可以参考COM引脚上的电压（通常为接地）提供，也可以使用四个输入通道中的两个通道（CH0-CH3）进行差分。可通过数字接口选择特定配置。

模拟输入

图2显示了ADS8341上输入多路复用器的框图。转换器的差分输入来自四个输入中的一个，参考COM引脚或四个输入中的两个。表一和表二显示a2、a1、a0和sgl/dif控制位与模拟多路复用器配置之间的关系。控制位通过din管脚串行提供，详见本数据表的数字接口部分。

当转换器进入保持模式时，如图2所示，+In和–In输入之间的电压差被捕捉到内部电容器阵列上。输入端的电压限制在-0.2V和1.25V之间，允许输入端拒绝输入端和输入端共用的小信号。+输入的范围为-0.2V到+VCC+0.2V。

模拟输入上的输入电流取决于设备的转换率。在采样期间，电源必须为内部采样电容器充电（通常为25pF）。电容器充满电后，不再有输入电流。从模拟源到转换器的电荷传输速率是转换速率的函数。

参考输入

外部参考设置模拟输入范围。ADS8341将在500毫伏至+VCC的参考电压范围内工作。请记住，模拟输入是+输入和–输入之间的区别，请参见图2。例如，在单端模式下，当COM引脚接地时，1.25V参考电压，选定的输入通道（CH0-CH3）将正确数字化0V到1.25V范围内的信号。如果COM引脚连接到0.5V，选定通道上的输入范围为0.5V到1.75V。

参考输入及其宽电压范围有几个关键项。随着参考电压的降低，每个数字输出码的模拟电压权重也降低。这通常被称为lsb（最低有效位）大小，等于参考电压除以65536。随着参考电压的降低，a/d转换器中固有的任何偏移或增益误差都会随着lsb尺寸的增大而增大。例如，如果给定转换器的偏移量为2LSB（参考电压为2.5V），则通常为10LSB（参考电压为0.5V）。在每种情况下，设备的实际偏移量相同，为76微伏。

同样，随着lsb尺寸的减小，数字化输出的噪声或不确定性也会增加。在500毫伏的参考电压下，LSB的尺寸为7.6微伏。这个水平低于设备的内部噪音。因此，数字输出码将不稳定，并且在平均值周围变化若干lsb。输出码的分布将是高斯的，通过简单地平均连续的转换结果或应用数字滤波器可以降低噪声。

在参考电压较低的情况下，应注意提供干净的布局，包括足够的旁路、干净的（低噪声、低纹波）电源、低噪声参考和低噪声输入信号。由于lsb的尺寸较小，转换器对附近的数字信号和电磁干扰也会更敏感。

VREF输入的电压没有缓冲，直接驱动ADS8341的电容器数模转换器（CDAC）部分。通常，输入电流为13微安，参考电压为2.5V。根据转换结果，该值将随微安而变化。基准电流随转换率和基准电压的增大而减小。由于来自基准的电流是在每一位判决上提取的，所以在给定的转换期间更快地对转换器进行时钟控制不会减少来自基准的总电流消耗。

数字接口

图3显示了ADS8341数字接口的典型操作。此图假设数字信号源是具有基本串行接口的微控制器或数字信号处理器（请注意，数字输入可承受高达5.5V的过电压，而不考虑+VCC）。处理器和转换器之间的每个通信由八个时钟周期组成。一个完整的转换可以通过三个串行通信来完成，在dclk输入上总共24个时钟周期。

前八个周期用于通过din引脚提供控制字节。当转换器具有足够的关于以下转换的信息以适当地设置输入多路复用器时，它进入采集（采样）模式。再经过三个时钟周期，控制字节完成，转换器进入转换模式。此时，输入sample和hold进入hold模式。接下来的16个时钟周期完成实际的模数转换。

控制字节

图3还显示了控制字节中控制位的位置和顺序。表三和表四给出了这些位的详细信息。第一位's'必须始终为高位，并指示控制字节的开始。在检测到起始位之前，ADS8341将忽略din管脚上的输入。接下来的三位（a2 a0）选择一个或多个输入多路复用器的有效输入通道（见表一和表二以及图2）。

SGL/DIF位控制多路复用器输入模式：单端（高）或差分（低）。在单端模式下，选定的输入通道被引用到COM管脚。在差分模式下，两个选定的输入提供差分输入。详见表一、表二和图二。最后两位（PD1-PD0）选择断电模式，如表V所示。如果两个输入都很高，则设备始终通电。如果两个输入都很低，则设备在转换之间进入断电模式。当启动一个新的转换时，设备将立即恢复正常工作，无需延迟即可使设备通电，并且第一次转换将有效。

时钟模式

ADS831可与外部串行时钟或内部时钟一起使用，以执行逐次逼近转换。在两种时钟模式下，外部时钟将数据移入和移出设备。当PD1高而PD0低时，选择内部时钟模式。

如果用户决定从一个时钟模式切换到另一个，则在ADS8341切换到新模式之前需要额外的转换周期。由于pd0和pd1控制位需要在时钟模式改变之前写入ads8341，所以需要额外的周期。

当ADS8341首次通电时，用户必须设置所需的时钟模式。可通过写入内部时钟模式的pd1=1和pd0=0或pd1=1和对于外部时钟模式，PD0=1。在启用所需的时钟模式后，仅应将ADS8341设置为在转换之间断电（即，PD1=PD0=0）。ADS8341在进入断电模式之前保持它所处的时钟模式。

外部时钟模式

在外部时钟模式下，外部时钟不仅将数据移入和移出ADS8341，还控制A/D转换步骤。在控制字节的最后一位移入后，忙碌将在一个时钟周期内变高。在接下来的16个DLK下降沿的每个DUT上进行连续的近似位决定（见图3）。图4显示了外部时钟模式下的忙计时。

由于串行时钟的一个时钟周期在忙高时被消耗（在作出msb决定时），必须给16个额外的时钟来将所有16位数据打卡；因此，一次转换至少需要25个时钟周期来完全读取数据。由于大多数微处理器以8位传输方式进行通信，这意味着必须进行额外的传输以捕获lsb。

有两种方法可以处理此需求。其中一个如图3所示，下一个控制字节的开始出现的同时，LSB正从ADS8341中时钟输出。此方法允许最大吞吐量和每个转换的24个时钟周期。

另一种方法如图5所示，每次转换使用32个时钟周期；最后7个时钟周期只需在输出线上移位零。忙得不可开交当cs变高时的高阻抗状态；在下一个cs下降沿之后，busy将变低。

内部时钟模式

在内部时钟模式下，ADS8341在内部生成自己的转换时钟。这使得微处理器不必生成sar转换时钟，并且允许在处理器方便的情况下，以从0mhz到2.0mhz的任何时钟速率读取转换结果。busy在转换开始时变低，然后在转换完成时返回high。在转换期间，繁忙将保持低，最大为8秒。此外，在转换期间，DCLK应该保持低，以获得最佳的噪声性能。转换结果存储在一个内部寄存器中；转换完成后，数据可以随时从该寄存器中计时。

如果转换后忙转为低时cs为低，则外部串行时钟的下一个下降沿将写出dout行上的msb。剩余的位（D14-d0）将在每个连续的时钟周期上计时在msb之后。如果忙时cs高变低

然后在cs运行之前，dout线将保持三态低，如图6所示。转换开始后，CS不需要保持低位。注意busy不是当CS在内部时钟模式下变高时为三态。

只要最小采集时间tacq保持在1.7μs以上，则可以在超过2.4mhz的时钟速率下将数据移入和移出ads8341。

数字定时

图4以及表VI和VII提供了ADS8341数字接口的详细定时。

数据格式

ADS8341输出数据采用直接二进制格式，如图7所示。此图显示给定输入电压的理想输出代码，不包括偏移、增益或噪声的影响。

当ADS8341处于自动断电模式时，如果DCLK处于激活状态且CS处于低电平，则该设备将继续在数字逻辑中消耗一些功率。功率可以降低通过保持CS高到最低。这两种情况下的供电电流差异如图9所示。

功耗

ADS8341有三种电源模式：全功率（PD1-PD0=11B）、自动断电（PD1-PD0=00B）。关闭（shdn低）。这些模式的影响取决于ADS8341的操作方式。例如，在全转换率和每转换24个时钟时，全功率之间的差别很小模式和自动关机，关机（shdn低）不会降低功耗。

当以全速和每转换24个时钟运行时（如图3所示），ADS8341的大部分时间用于获取或转换。假设此模式处于活动状态，则自动关机的时间很短。因此，全功率模式和自动关机之间的差异可以忽略不计。如果通过简单地减慢输入的频率来降低转换率，则两种模式大致保持相等。然而，如果DCLK频率在转换期间保持在最大速率，但是转换通常不那么频繁，那么这两种模式之间的差异是显著的。图8显示了降低dclk频率（“缩放”dclk以匹配转换率）或将dclk保持在最高频率与降低每秒转换次数之间的差异。在后一种情况下，转换器在断电模式下花费的时间百分比越来越高（假设自动断电模式处于激活状态）。

图8.提供电流与直接采样DCK频率的比率或保持DCLK在最大可能频率。

在自动断电模式下操作ADS8341将导致最低功耗，并且在通电时没有转换时间“惩罚”。第一次转换将是有效的。shdn可用于强制立即关闭电源。

噪声

从图10到图13可以看出，ADS8341本身的噪声底极低，并且远低于竞争对手的A/D转换器。ADS8341在5V和2.7V以及内部和外部时钟模式下进行了测试。模拟量输入管脚采用低电平直流输入，转换器经5000次转换。由于ADS8341的内部噪声，A/D转换器的数字输出将在输出代码中变化。这适用于所有16位sar型a/d转换器。使用直方图绘制输出代码，分布应呈钟形，钟形曲线的峰值代表输入值的标称代码。±1σ、±2σ和±3σ分布将分别代表所有代码的68.3%、95.5%和99.7%。转换噪声可以通过将测量的码数除以6来计算，这将产生±3σ分布或99.7%的所有码。据统计，在执行1000次转换时，多达3个代码可能不在分布范围内。ads8341在5v工作时会产生小于±0.5lsb的过渡噪声，其输出码为±3σ分布。记住，要实现这种低噪声性能，输入信号和参考信号的峰间噪声必须小于50微伏。

平均值

a/d转换器的噪声可以通过平均数字码来补偿。通过平均转换结果，过渡噪声将减少1/√n的系数，其中n是平均数。例如，平均4个转换结果将减少1/2到±0.25 lsb的转换噪声。平均值只能用于频率接近直流电的输入信号。

对于交流信号，可以使用数字滤波器进行低通滤波和输出码的抽取。这种方法的工作方式与平均法类似；每抽取2次，信噪比将提高3db。

布局

为了获得最佳性能，应注意ADS8341电路的物理布局。如果参考电压低和/或转换率高，则尤其如此。基本的合成孔径雷达结构对电源、基准、接地连接和数字输入的故障或突然变化非常敏感，这些故障或突然变化发生在锁定模拟比较器的输出之前。因此，在N位合成孔径雷达变换器的任何一次转换过程中，都有N个“窗口”，其中较大的外部瞬态电压容易影响转换结果。这种故障可能源于开关电源、附近的数字逻辑和大功率设备。数字输出的误差程度取决于参考电压、布局和外部事件的精确定时。如果外部事件相对于dclk输入的时间发生更改，则错误可能会更改。

考虑到这一点，ADS8341的电源应该是干净的，并被很好地绕过。应将0.1μf陶瓷旁路电容器放置在尽可能靠近装置的位置。此外，1μf至10μf电容器和5Ω或10Ω串联电阻器可用于低通滤波器噪声电源。

同样，应使用0.1μf电容器绕过基准。再次，串联电阻和大电容可用于低通滤波器的参考电压。如果参考电压源于运放，请确保它可以驱动旁路电容器而不发生振荡（在这种情况下，串联电阻可以提供帮助）。平均而言，ADS8341从参考电路中提取的电流很少，但它在短时间内（在转换期间，在DCLK的每个上升沿上）确实对参考电路提出了更大的要求。

ADS8341架构不提供与参考输入有关的噪声或电压变化的固有抑制。当参考输入与电源连接时，这一点尤其值得关注。来自电源的任何噪声和纹波都将直接出现在数字结果中。虽然高频噪声可以如前一段所述被滤除，但由于线路频率（50赫兹或60赫兹）引起的电压变化可能难以消除。

接地引脚应连接到干净的接地点。在许多情况下，这将是“模拟”接地。避免连接过于靠近微控制器或数字信号处理器的接地点。如果需要，直接从转换器到电源入口点进行接地跟踪。理想的布局将包括专用于转换器和相关模拟电路的模拟接地平面。