2A，28V输入，降压™ 快速DC/DC变换器™ 带ECO模式

3.5V至28V输入电压范围

输出电压可调低至0.8V TPS54231为28 V，2 a非同步降压集成低RDS（on）高侧的转换器•集成80 mΩ高侧MOSFET支持MOSFET。为了提高轻载时的效率，高达2A的连续输出电流脉冲™自动跳过Eco模式功能在轻负载下，脉冲激活，效率高。此外，1微安停堆电源™跳过Eco模式电流允许设备在电池中使用固定570kHz开关频率供电应用。电流模式控制内部斜坡补偿简化了外部典型的1微安停堆静态电流补偿计算，并减少了组件允许使用陶瓷输出时，可调节的慢启动限制浪涌电流计数可编程UVLO阈值电容器。电阻分压器对磁滞进行编程输入欠压闭锁。过电压过电压暂态保护暂态保护电路限制电压过冲逐周电流限制、启动和瞬态条件下的频率折叠。周而复始反和热停堆保护循环电流限制方案，频率折叠和机顶盒等消费类应用盒子，CPE设备，LCD显示器，外围设备和电池充电器工业和汽车音频电源5V、12V和24V分布式电源系统

功能框图

典型特征（续）概述

TPS54231是一个28伏，2安，降压（buck）转换器与集成高边n沟道MOSFET。为了提高线路和负载瞬变过程中的性能，该装置实现了恒定频率、电流模式的控制，降低了输出电容，简化了外部频率补偿设计。TPS54231的预设开关频率为570 kHz。

TPS54231需要3.5V的最小输入电压才能正常工作。EN引脚有一个内部上拉电流源，可用于调整输入电压欠压锁定（UVLO）与两个外部电阻。此外，当EN引脚浮动时，上拉电流为设备操作提供默认条件。工作电流通常为75微安，在不切换和无负载的情况下。当设备被禁用时，电源电流通常为1微安。

集成80 mΩ高侧MOSFET允许高效率电源设计，连续输出电流可达2 A。

TPS54231通过集成引导充电二极管来减少外部组件计数。集成高边MOSFET的偏置电压由位于PH引脚上的外接电容器提供。引导电容电压由UVLO电路监测，当电压低于2.1v的预设阈值时，将关闭高压侧MOSFET。输出电压可以降低到与参考电压一样低。

通过添加外部电容器，TPS54231的慢启动时间可以调整，从而实现灵活的输出滤波器选择。

为了提高轻载条件下的效率，TPS54231通常在峰值电感电流降到100ma以下时进入特殊的脉冲跳过Eco modeTM。

频率折叠降低了启动和过电流条件下的开关频率，有助于控制电感电流。热关机在故障情况下提供附加保护。

细说明

定频PWM控制

TPS54231采用固定频率、峰值电流模式控制。TPS54231的内部开关频率固定在570kHz。

生态模式

TPS54231设计为在轻载电流下以脉冲跳过Eco模式TM工作，以提高轻载效率。当峰值电感电流通常低于100毫安时，COMP pin电压通常降至0.5伏，并且设备进入Eco modeTM。当器件处于Eco modeTM时，COMP管脚电压内部被钳制在0.5V，从而防止高压侧集成MOSFET开关。为了使COMP pin电压上升到0.5v以上并退出Eco modeTM，电感电流峰值必须上升到100ma以上。由于集成电流比较器只捕捉电感峰值电流，因此进入Eco模式TM的平均负载电流随应用和外部输出滤波器而变化。

电压基准（Vref）

电压基准系统通过调节温度稳定带隙电路的输出，产生±2%的初始精度电压基准（±3.5%过温）。典型的参考电压设计为0.8V。

引导电压（引导）

TPS54231有一个集成的引导调节器，并且需要在引导和PH引脚之间有一个0.1μF的陶瓷电容器来为高侧的MOSFET提供栅极驱动电压。推荐使用X7R或X5R级介质的陶瓷电容器，因为其在温度和电压下具有稳定的特性。为了提高压降，TPS54231设计为在100%占空比下工作，只要开机至PH引脚电压通常大于2.1V。

启用和可调输入欠压锁定（VIN UVLO）

EN引脚具有内部上拉电流源，当EN引脚浮动时，该电流源提供TPS54231工作的默认条件。

当车辆识别号引脚电压低于内部车辆识别号UVLO阈值时，TPS54231被禁用。建议使用外部VIN UVLO来添加滞后，除非VIN大于（VOUT+2V）。要调整具有滞后的车辆识别号UVLO，请使用连接到EN引脚的外部电路，如图12所示。一旦EN-pin电压超过1.25v，额外增加3μA的滞后。使用方程1和方程2计算所需的VIN UVLO阈值电压所需的电阻值。VSTART是输入启动阈值电压，VSTOP是输入停止阈值电压，VEN是1.25 V的启用阈值电压。VSTOP应始终大于3.5 V。

误差放大器

TPS54231具有用于误差放大器的跨导放大器。误差放大器将VSENSE电压与误差放大器输入端提供的内部有效电压参考值进行比较。在正常工作时，误差放大器的跨导为92μA/V。频率补偿部件连接在压缩机引脚和接地之间。

坡度补偿

为了防止在占空比大于50%的情况下操作装置时出现次谐波振荡，TPS54231增加了内置的斜坡补偿，该斜坡补偿是开关电流信号的补偿斜坡。

电流模式补偿设计

为了简化使用TPS54231的设计工作，表1列出了常见应用的典型设计。对于使用陶瓷输出电容器的设计，在进行稳定性分析时，建议适当降低陶瓷输出电容。这是因为当外加电压增加时，实际陶瓷电容比标称值大幅度下降。

过电压暂态保护

TPS54231包含过电压瞬态保护（OVTP）电路，以在从输出故障条件或强卸载瞬态恢复时将输出电压超调降至最低。OVTP电路包括一个过电压比较器，用于比较VSENSE pin电压和内部阈值。当VSENSE管脚电压高于109%×Vref时，高压侧MOSFET将被强制关断。当VSENSE管脚电压低于107%×Vref时，高压侧MOSFET将再次启用。

热关机

当结温超过175°C时，装置实施内部热关机以保护自身。当结温超过热跳闸阈值时，热关机迫使装置停止切换。一旦模具温度降至175°C以下，设备将重新启动通电程序。

应用程序信息

典型应用示意图

逐步设计程序

以下设计过程可用于选择TPS54231的组件值。或者，开关Pro™软件可用于生成完整的设计。切换器™ 软件使用迭代设计过程，并在生成设计时访问组件的综合数据库。本节对设计过程进行了简化讨论。

要开始设计过程，必须确定一些参数。设计师需要了解以下内容：

输入电压范围

输出电压

输入纹波电压

输出纹波电压

输出电流额定值

工作频率

对于这个设计示例，使用以下参数作为输入参数

开关频率

TPS54231的开关频率固定在570 kHz。

输出电压设定值

TPS54231的输出电压可使用电阻分压器网络进行外部调节。在图13的应用电路中，这个分割网络由R5和R6组成。输出电压与电阻分压器的关系由方程式4和方程式5给出：

选择R5约为10.0 kΩ。当使用标准值电阻器时，稍微增加或减少R5可导致更紧密的输出电压匹配。在这种设计中，R4=10.2 kΩ，R=3.24 kΩ，产生3.31 V输出电压。零欧姆电阻器R4是用来断开控制回路进行稳定性测试的方便场所。

输入电容器

TPS54231需要输入去耦电容器，并且根据应用情况，需要大容量输入电容器。去耦电容器的典型建议值为10μF。建议使用X5R或X7R型优质陶瓷。额定电压应大于最大输入电压。只要满足所有其他要求，就可以使用较小的值；然而，10μF已被证明在各种电路中工作良好。此外，可能需要一些大容量电容，特别是如果TPS54231电路不在距离输入电压源约2英寸的范围内。该电容器的值不是临界值，但其额定值应能处理包括纹波电压在内的最大输入电压，并应过滤输出，使输入纹波电压可接受。在本设计中，输入去耦电容器使用两个4.7μF电容器。它们是X7R介质，额定电压为50 V。等效串联电阻（ESR）约为2 MΩ，额定电流为3 A。此外，还包括一个0.01μF的小电容器，用于高频滤波。

这个输入纹波电压可以用方程式6来近似

其中IOUT（MAX）是最大负载电流，fSW是开关频率，CBULK是大容量电容器值，ESRMAX是大容量电容器的最大串联电阻。

还需要检查最大均方根纹波电流。在最坏的情况下，这可以用方程7来近似

在这种情况下，输入纹波电压将为113毫伏，均方根纹波电流将为1安。还需要注意的是，与电压源的布局和输出阻抗相关的寄生因素将极大地影响实际输入纹波。该电路的实际输入电压纹波在设计参数中显示，且大于计算值。该测量值仍低于300 mV的规定输入限值。输入电容器上的最大电压为VIN max加上ΔVIN/2。所选的大容量电容器和旁路电容器的额定电压均为50 V，纹波电流容量大于3 A，两者都提供了充足的裕度。在任何情况下，不超过电压和电流的最大额定值是非常重要的。

输出滤波器组件

输出滤波器需要选择两个元件，L1和C2。由于TPS54231是外部补偿设备，因此可以支持多种滤波器组件类型和值。

感应器选择

要计算输出电感的最小值，请使用公式8

KIND是一个系数，表示电感纹波电流相对于最大输出电流的量。一般情况下，该值由设计师决定；但是，可以使用以下指南。对于使用低ESR输出电容器（如陶瓷）的设计，可以使用高达KIND=0.3的值。当使用更高的ESR输出电容时，KIND=0.2会产生更好的结果。对于本设计示例，使用KIND=0.3，并且计算出最小电感值为8.5μH。对于本设计，选择了一个大值：10μH。

对于输出滤波器电感，重要的是不超过均方根电流和饱和电流额定值。

在本设计中，均方根电感电流为2.008 A，峰值电感电流为2.32 A。所选电感是一个线圈式MSS1038-103NL 10μH。其饱和电流额定值为3.04 A，均方根电流额定值为2.90 A，满足这些要求。可以使用更小或更大的电感值，这取决于设计师希望允许的纹波电流量，只要满足其他设计要求。较大值的电感将具有较低的交流电流并导致较低的输出电压纹波，而较小值的电感将增加交流电流和输出电压纹波。通常，与TPS54231一起使用的电感器值在6.8μH到47μH的范围内。

电容器选择

输出电容器的重要设计因素是直流电压额定值、纹波电流额定值和等效串联电阻（ESR）。不能超过直流电压和纹波电流额定值。ESR很重要，因为它和电感电流一起决定了输出纹波电压的大小。输出电容器的实际值并不重要，但确实存在一些实际限制。考虑设计所需的闭环交叉频率与输出滤波器LC角频率之间的关系。一般来说，希望闭环交叉频率小于开关频率的1/5。对于高开关频率，例如本设计的570 kHz频率，TPS54231的内部电路限制将实际最大交叉频率限制为约25 kHz。一般情况下，闭环交叉频率应高于由负载阻抗和输出电容确定的角频率。这将输出滤波器的最小电容值限制为：

自举电容器

每个TPS54231设计都需要一个引导电容C4。引导电容器必须为0.1μF。引导电容器位于PH引脚和引导引脚之间。自举电容器应为优质陶瓷型，具有X7R或X5R级介质，以保持温度稳定性。

捕捉二极管

TPS54231设计为在PH和GND之间使用外部捕捉二极管工作。所选二极管必须满足应用的绝对最大额定值：反向电压必须高于PH管脚处的最大电压，即VINMAX+0.5v。峰值电流必须大于IOUTMAX+。为了提高效率，正向电压降应该很小。需要注意的是，捕获二极管的导通时间通常比高边场效应管的导通时间长，因此，注意二极管的参数可以显著提高整体效率。此外，检查所选设备是否能够消除功率损耗。在这种设计中，选择了二极管公司B240A，反向电压为40v，正向电流为2a，正向电压降为0.5v。

输出电压限制

由于TPS54231的内部设计，对于任何给定的输入电压都有上下输出电压限制。输出电压设定值的上限由91%的最大占空比限制，并由方程式31给出：

VOmax=0.91×（（最小车辆识别号-最大输入输出×最大输出功率）+VD）-（最大输入输出×最大输出功率）-VD（31）

哪里：

VIN min=最小输入电压

IO max=最大负载电流

VD=捕捉二极管正向电压

RL=输出电感串联电阻

该方程假定内部高边场效应管的最大导通电阻。

下限由在25摄氏度结温下高达130ns的最小可控开启时间限制。给定输入电压和最小负载电流的近似最小输出电压由等式32给出：

VOmin=0.096×（（VIN最大值-IO min×Rin）+VD）-（IO最小值×RL）-VD（32）

哪里：

VIN max=最大输入电压

IO min=最小负载电流

VD=捕捉二极管正向电压

RL=输出电感串联电阻

该方程假定高侧场效应管的标称导通电阻，并考虑了工作频率设定点的最坏情况变化。应仔细检查在设备操作极限附近运行的任何设计，以确保功能正常。

功耗估计

下面的公式说明了如何估计连续传导模式下的器件功耗。如果设备在不连续传导模式（DCM）或脉冲跳过Eco模式下工作，则不应使用它们。

装置功耗包括：

1） 导通损耗：Pcon=IOUT2 x RDS（on）x VOUT/VIN 2）开关损耗：Psw=0.5 x 10-9 x VIN2 x IOUT x Fsw

3） 栅极电荷损耗：Pgc=22.8 x 10-9 x Fsw 4）静态电流损耗：Pq=0.075 x 10-3 x VIN，其中：

IOUT是输出电流（A）。

Rds（on）是高端MOSFET（Ω）的导通电阻。

VOUT是输出电压（V）。

VIN是输入电压（V）。

Fsw是开关频率（赫兹）。

所以

Ptot=Pcon+Psw+Pgc+Pq

对于给定的TA，TJ=TA+Rth x Ptot。

对于给定的TJMAX=150°C，TAMAX=TJMAX–Rth x Ptot。

哪里：

Ptot是总设备功耗（W）。

TA是环境温度（℃）。

TJ是结温（℃）。

Rth是封装的热阻（℃/W）。

TJMAX是最高结温（℃）。

TAMAX是最高环境温度（℃）。

印刷电路板布局

应使用低ESR陶瓷旁路电容器将车辆识别号引脚旁路接地。应注意尽量减少旁路电容器连接、车辆识别号引脚和捕捉二极管阳极形成的回路面积。典型的推荐旁路电容是10μF陶瓷，带有X5R或X7R介质，最佳位置最接近于VIN管脚和捕获二极管阳极的源。参见图14了解PCB布局示例。接地D引脚应绑在集成电路引脚的PCB接地平面上。低压侧MOSFET的电源应直接连接到顶部PCB接地区域，用于连接输入和输出电容器的接地侧以及捕捉二极管的阳极。PH引脚应连接到捕获二极管的阴极和输出电感。由于PH连接是开关节点，因此捕捉二极管和输出电感应非常靠近PH管脚，并且PCB导体的面积应最小化，以防止过多的电容耦合。为了在全额定负荷下运行，顶部地面区域必须提供足够的散热面积。TPS54231使用保险丝引线框架，因此接地引脚充当从模具散热的导电路径。许多应用具有更大的内部或背面接地平面区域，并且顶部接地区域可以使用设备下方或附近的多个通孔连接到这些区域，以帮助散热。如图所示，可以大致放置其他外部组件。使用替代布局方案可能会获得可接受的性能，但是该布局已被证明产生了良好的效果，并作为指导。

紫外辐射电阻器分隔符

估计电路面积

使用的元件的估计印刷电路板面积为0.68平方英寸。此区域不包括测试点或连接器。

电磁干扰（EMI）考虑因素

随着EMI在越来越多的应用中受到关注，TPS54231的内部设计采取了降低EMI的措施。高侧MOSFET栅极驱动是为了降低PH引脚电压振荡而设计的。内部集成电路轨道被隔离以降低噪声灵敏度。为了降低寄生效应，采用了包结线方案。

为了获得最佳的电磁干扰性能，外部元件的选择和电路板的布局同样重要。遵循上述逐步设计程序，以防止潜在的电磁干扰问题。