LTC3732三相，5位视频， 600kHz，同步降压 开关调节器控制器（二）

从2A到8A肖特基通常是两个地区的业务由于相对较小平均电流。较大的二极管由于其较大的结电容而导致额外的传输损耗。CIN和COUT选择在连续模式下，每个顶部的源电流N沟道MOSFET是占空比VOUT/VIN的方波。适用于最大均方根值的低ESR输入电容器必须使用电流。闭式方程的细节可在应用注释77中找到。图6显示了不同相位配置的输入电容纹波电流与输出电压和输入电压的关系多种多样。输入纹波电流与直流输出电流。这个图可以用来代替乏味的计算。最小输入纹波电流当相数与输出电压N（VOUT）约等于输入电压VIN或：

所以可以选择相数来最小化输入给定输入和输出电压的电容器尺寸。在图4的图表中，本地最大输入RMS在下列情况下达到电容电流：

这些最坏情况通常用于de  sign，因为即使是显著的偏差也不会提供太多解脱。注意电容器制造商的纹波电流评级通常只基于2000小时的寿命。这个建议进一步降低电容器的额定值或选择额定温度高于要求的电容器。几个电容器也可以并联以满足设计中的尺寸或高度要求。总是咨询电容器制造商是否有任何问题。图6显示了峰值均方根输入电流是线性减少的，与N成反比使用的阶段。重要的是要注意到损耗与输入均方根电流平方成正比因此，三个阶段的实现可以减少90%与单相设计相比的功率损耗。蓄电池/输入保护保险丝电阻（如果使用），PC板迹和连接器电阻损失也减少输入纹波电流多相系统。由于电流脉冲频率的有效增加。

陶瓷电容器在小型

设计时应注意以下几点。“X7R”，“X5R”和“Y5V”是一些陶瓷的例子用作介电层的材料电介质对电容有不同的影响电压和温度条件引起的值应用。物理上，如果电容值因对于外加电压的变化，有一个共同的压电产生辐射声的效果！牵引的负荷以听得见的速率改变电流可能会导致服务员改变陶瓷电容器的输入电压，导致一个可听的信号。第二个问题与能源有关回流到电容器中费用的增加正在降低价值。这个电压可以以比因为电容电压越高，值越小！但是，如果选择和使用得当，电容器可以提供最低的总体损失，因为它们非常低。

COUT的选择是由所需的有效串联电阻（ESR）。通常，一旦满足ESR要求，电容就足以进行滤波。稳态输出纹波（∏VOUT）由以下公式确定：式中f=每级的工作频率，N是输出级数，COUT=输出电容和ΔIL=每个电感器中的纹波电流。输出纹波为最大输入电压下的最高值有输入电压。输出纹波小于50mV在最大车辆识别号时，假设∏IL=0.4IOUT（max）：不能要求ESR<N•RSENSE和不能大于1/（8Nf）（RSENSE）极低ESR电容器的出现，表面贴装的封装使得非常小的物理实现成为可能。外部补偿能力使用第i个引脚的开关调节器回路允许更广泛的输出电容器类型选择。这个每种电容器类型的阻抗特性都与理想电容器有显著的不同，因此需要在设计。生产商，如Nichicon、United Chemicon和三洋应考虑高性能通孔电容器。OS-CON半导体电介质三洋和松下的电容器表面贴装类型有一个好的（ESR）（尺寸）产品。一旦满足了COUT的ESR要求均方根电流额定值通常远远超过iriple（P-P）要求。来自AVX、Taiyo Yuden的陶瓷电容器，Murata和Tokin提供高电容值和低ESR，特别适用于低输出电压应用。在表面贴装应用中，多个电容器可以必须并联以满足ESR或均方根电流申请的处理要求。铝电解和干钽电容器都可用于表面安装配置。新型特种聚合物

表面贴装电容器也提供非常低的ESR，但是单位体积的电容密度要低得多。在本案中对钽来说，电容器进行浪涌测试是至关重要的用于开关电源。好几个选择是AVX TPS、AVX TPSV、KEMET T510表面贴装钽系列或松下SP表面贴装特殊聚合物电容器系列，适用于2毫米到4毫米的高度。其他电容器类型包括三洋POS-CAP，三洋OS-CON，Nichicon PL系列和Sprague 595D系列。咨询其他具体建议的制造商。

输出电流选择

一旦选择了频率和电感，RSENSE1、RSENSE2、RSENSE3是根据所需峰值电感电流。电流比较器最大阈值为75mV/RSENSE，并有一个输入SGND到（1.1）•VCC的共模范围。电流比较器阈值设置电感电流峰值，产生最大平均输出电流IMAX等于峰值小于峰间纹波电流的一半，同上。允许IC和外部的变化成分值产生：RSENSE值从0.002Ω到0.02欧姆。VCC解耦VCC引脚不仅为内部电路供电控制器的顶部和底部闸门必须绕过IC上的驱动器非常小心地用陶瓷电容器接地，类型X7R或X5R（取决于工作温度环境）至少1μF，紧靠IC最好是在非常接近由于极高的瞬时电流卷入的。总电容，考虑到陶瓷电容器的电压系数，应为总门电荷的100倍所有被驱动的mosfet的电容。

为了提供高电压，必须绕过ICMOSFET栅极驱动器所需的瞬态电流同时保持5V电源足够安静以免干扰很小的信号电流的高带宽比较器。上部MOSFET驱动电源（CB，DB）外部自举电容器，CB，连接到BOOST引脚，为上部提供栅极驱动电压莫斯费特。功能图中电容器CB为当SW pin为低。当其中一个上面的mosfet打开时驱动器将CB电压置于理想的MOSFET。这将增强MOSFET并打开上部开关。开关节点电压SW上升至接着是车辆识别号和助力销。上面的MOSFET打开时，增压电压高于输入电源（VBOOST=VCC+车辆识别号）。升压电容器CB的值需要为总输入电容的30至100倍上部MOSFET。数据库的反向分解必须是大于车辆识别号（最大值）。

差分放大器

该集成电路具有真正的远程电压检测能力。这个传感连接应从负载中返回，通过一对紧密耦合的PC轨迹返回到差分放大器的输入端。差速器放大器电容性地抑制共模信号或感应辐射到反馈PC轨迹以及接地回路干扰。差分放大器输出信号通过VID DAC向下分配与内部相比，误差放大器的电压精度为0.6V。差分放大器具有0至VCC共模输入范围和输出摆动范围为0至VCC–1.2V。输出使用没有任何内部下拉电流。直流电阻负载对地是接收电流所必需的。

输出电压

该集成电路包括一个数字控制的5位衰减器产生表1规定的输出电压。输出从1.075V产生25mV增量的电压至1.850V。每个VID数字输入被拉到逻辑高位内部3μA。输入逻辑阈值约为1.2V，但输入电路能承受高达7伏。

软启动/运行功能

RUN/SS引脚提供三个功能：1）开/关，2）软启动和3）一个失败的短路闭锁定时器。软启动通过逐渐提高控制器的电流限制来降低输入电源的浪涌电流（与内部缓冲和夹紧的VITH成比例）。锁止计时器可防止非常短的极端负载过电流闭锁跳闸的瞬变。小的向RUN/SS引脚提供的上拉电流（>5微安）将防止过电流闩锁工作。最大值允许200微安的上拉电流进入RUN/SS引脚即使管脚处的电压可能超过绝对值针的最大额定值。这是因为电流提供有限的内部保护电路。这个下面的解释描述了这个函数是如何运行的。一个内部1.5微安的电流源给CSS充电电容器。当RUN/SS上的电压达到1.5V时

允许控制器开始运行。当电压打开时RUN/SS从1.5V增加到3.5V，内部电流限值从20 mV/RSENSE增加到75 mV/RSENSE。输出电流限制缓慢上升，采用额外1s/μF以达到全电流。输出电流因此缓慢上升，消除了启动喘振输入电源所需的电流。如果运行/SS一直被拖到地上，有延误在大约开始之前：

通过将RUN/SS引脚拉到0.4V以下，集成电路被置于低位电流关机（IQ<100微安）。RUN/SS引脚可以是直接从逻辑驱动，如图7所示。二极管，D1，在图7中，减少了启动延迟，但允许CSS斜坡缓慢向上提供软启动功能。运行/SS引脚有一个内部6V齐纳钳（见功能图表）。

故障条件：过电流闭锁RUN/SS销还提供了锁定检测到过电流情况时的控制器。这个RUN/SS电容器最初用于打开和限制所有三个输出级的浪涌电流。在控制装置启动并有足够的时间给输出电容充电并提供满负荷电流，RUN/SS电容器用于短路定时器。如果输出电压降到小于其70%标称值，RUN/SS电容器开始放电假设输出电流过大条件。如果这种情况持续足够长的时间，根据RUN/SS电容器的大小确定放电电流，电路跳闸点，控制器将关闭，直到RUN/SS引脚电压被回收。如果在启动过程中发生过载，时间可以是近似值：tLO1>>（CSS•0.6V）/（1.5μA）=41•05（CSS）如果在启动后发生过载，则RUN/SS电容器将继续充电并提供

闭锁前的额外时间：tLO2>>（CSS•3V）/（1.5微安）=2•106（CSS）此内置过电流闭锁可由为VCC的RUN/SS引脚提供上拉电阻器如图7所示。当VCC为5V时，电阻为200k将防止RUN/SS电容器放电在过电流条件下，也会缩短软启动周期，因此较大的RUN/SS电容值可能是必需的。

为什么要打败过电流闭锁器？在在设计的原型阶段，可能存在以下问题噪声拾取或不良布局导致保护电路锁定控制器。击败此功能允许电路和PC布局的故障排除。内部折叠电流限制仍然有效，因此保护电源系统不受故障影响。设计完成后可决定是否仅依靠折叠电流限制或启用通过移除上拉电阻器实现锁止功能。软启动电容器CSS的值可能需要按输出电流、输出电容和负载缩放电流特性。最小软起动容量由以下公式给出：CSS>（COUT）（VOUT）（10–4）（RSENSE）最小推荐软启动电容器CSS=0.1μF对于大多数应用来说就足够了。当前文件夹在某些应用中，可能需要击败内部电流折叠功能。负阻抗在给开关调节器供电时经验丰富。也就是说，在较低的车辆识别号和随着车辆识别号的增加而降低。电流折叠设计为适应正常电阻负载

随着电压的增加，电流消耗增加。伊恩销钉应人工固定在高于其标称值70%的位置工作电压为0.6V或0.42V以防止集成电路从“折回”峰值电流水平。建议电路如图8所示。

Q1的发射极将把EAIN引脚保持在没有VOUT会阻止内部感应降低峰值输出电流的电路。以这种方式移除函数会消除外部短路条件下MOSFET的保护特性。这项技术还可以防止短路在短路事件中关闭部件的闭锁功能，输出电流仅限于75毫伏/秒。

欠压复位

如果IC（VCC）的输入电源低于4V时，RUN/SS电容器将放电接地。当VCC上升到4V以上时，RUN/SS电容器将允许充电并启动另一个软启动开启尝试。这在应用中可能很有用两个非二极管电源之间的开关已连接，但请注意，这无法弥补调节输出的结果中断。

锁相环与频率同步

集成电路有一个由内部压控振荡器和鉴相器。这个允许输出级1的顶部MOSFET开启锁定到外部源的上升沿。这个压控振荡器的频率范围为中心频率fO周围±50%。施加在1.2V的PLLFLTR引脚对应于大约400千赫。额定工作频率集成电路的范围是225kHz到680kHz。使用的相位检测器是一种边缘敏感的数字类型在外部振荡器和内部振荡器之间提供零度相移。这种相位检测器将不将内部振荡器锁定到输入的谐波频率。PLL保持在范围内，等于俘获范围，△fC：△fH=△fC=±0.5 fO相位检测器的输出是一对互补的对外部充电或放电的电流源PLLFLTR引脚上的滤波器组件。简化块图表如图9所示。

如果外部频率（fPLLIN）大于振荡频率（fOSC），则持续产生电流，拔出PLLFLTR销。当外部频率小于fOSC，电流持续下降，牵引沿着PLLFLTR销。如果外部和内部频率相同，但显示出相位差，则电流源开启的时间与相位差相对应。因此调整PLLFLTR引脚，直到外部和内部振荡器是相同的。在这里稳定工作点，相位比较器输出为打开，滤波电容器CLP保持电压。集成电路PLLIN引脚必须由低阻抗源驱动例如一个逻辑门，位于引脚附近。使用时锁相系统的多个集成电路，PLLFLTR引脚主振荡器的偏压应为将确保从振荡器能够锁定主频。施加在主振荡器的PLLFLTR管脚推荐用于以满足此要求。结果操作1.7V的频率约为550kHz。

环路滤波器组件（CLP、RLP）使来自相位检测器的电流脉冲，并提供电压控制振荡器的稳定输入。过滤器组件CLP和RLP决定循环的速度获取锁。通常RLP=10k，CLP范围为0.01微米到0.1微米。

最短准时注意事项

最小开启时间，tON（MIN），是最小持续时间集成电路能够打开顶部的MOSFET。它是由内部定时延迟和门电荷决定最顶级的MOSFET。低占空比应用可能接近这个最短的时间限制，注意

如果占空比低于在最短的时间内，集成电路将开始相互跳过循环，导致半频操作。输出电压将继续调节，但纹波电流纹波电压会增加。集成电路的最小开启时间通常约为110ns。然而，随着峰值电压的降低，最小开启时间逐渐增加。这是特别的低纹波强迫连续应用中的问题轻载电流。如果占空比低于在这种情况下，最短的时间限制相应地，可以出现循环跳过的次数更大的电流和电压纹波。如果应用程序可以在接近最小开启时间限制的情况下运行，则必须选择足够低的感应器提供足够的波纹振幅以满足最低准时要求。一般来说，保持电感纹波电流等于或大于30%在车辆识别号（最大）时的IOUT（最大）。

效率考虑

开关调节器的效率百分比等于输出功率除以输入功率乘以100%。分析个人损失来确定什么限制了效率，什么改变会做出最大的改进。效率百分比可以是表示为：%效率=100%–（L1+L2+L3+…）其中L1、L2等为个别损失的百分比输入功率。

检查瞬态响应

调节器回路的响应可以通过查看负载瞬态响应。开关调节器对直流（电阻）负载的阶跃响应的几个周期当前。当加载步进发生时，VOUT按等于∏ILOAD•ESR的金额，其中ESR是有效的串联电阻。ΔILOAD也开始充电或放电，产生反馈错误信号迫使调节器适应电流变化将VOUT返回到其稳态值。在这次恢复中时间，可以监控VOUT是否过大或响铃，这意味着稳定性问题。这个ITH引脚的可用性不仅允许优化控制回路的行为，还提供了一个直流耦合交流滤波闭环响应测试点。华盛顿特区台阶、上升时间和在该测试点的沉降量真实地反映了闭环响应。假设二阶系统、相位裕度和/或阻尼可使用超调百分比估计因子在这根针上看到的。带宽也可以通过检查销的上升时间。图1电路中所示的ITH外部组件将提供适用于大多数应用程序的适当起点。ITH系列RC-CC滤波器设置主极点零回路补偿。可以稍微修改这些值（从建议值的0.2到5倍）最大化完成最终PC布局后的瞬态响应特定输出电容器类型和值决心。输出电容需要确定

环路反馈因子增益和相位。输出电流20%至80%满载电流的脉冲，具有上升时间小于2微秒将产生输出电压和第i引脚波形这将给人一种整体环路稳定性的感觉打破反馈循环。初始输出电压阶跃，由于输出电流的阶跃变化，可能不会在反馈回路的带宽内，所以这个信号不能用于确定相位裕度。这就是为什么最好看看第i个pin信号反馈回路和是滤波和补偿控制循环响应。环路的增益将增加增加RC和环路的带宽通过降低CC增加。如果RC增加相同降低CC的因素，将保持零频率相同，因此在大多数情况下保持相位相同反馈回路的临界频率范围。输出电压稳定特性与闭环系统，并将演示实际的所有供应性能。第二，更严重的瞬变是由接通引起的带有大（>1μF）电源旁路电容器的负载。这个放电旁路电容器有效并联与COUT一起，导致VOUT的快速下降。没有调节器可以尽快改变电流传输以防止这种情况如果负载开关阻力很低，而且驱动很快。如果CLOAD更大开关上升时间应控制在2%以上所以负荷上升时间限制在1000•塞森•克洛德。因此，250μF电容器和2mΩ电阻需要500μs的上升时间，限制充电电流约为1A。

汽车方面的考虑：插入打火机随着电池驱动设备的移动，有一个自然的有兴趣插入点烟器以便在操作过程中保存电池组，甚至给电池组充电。但在连接之前，请注意：您正在连接从地狱进入补给。主电池线汽车是许多潜在危险的来源瞬态，包括卸载、反向电池和双电池。卸载是由于蓄电池电缆松动造成的。当电缆断开连接，交流发电机磁场崩溃会引起高达60V的正尖峰电压衰变几百毫秒。反向电池正如它所说，而双电池是拖车操作员发现24伏跨接起动曲柄冷发动机超过12伏。图10所示的网络是保护DC/DC转换器免受汽车电池线的损坏。串联二极管防止反向电池期间电流流动，当瞬态抑制器钳制输入电压时卸载期间。注意瞬态抑制器不应在双电池运行期间进行，但必须仍然将输入电压限制在转换器。尽管集成电路有最大的输入电压在SW管脚上的32V电压中，大多数应用将限于由MOSFET BVDSS提供30V电压

设计实例

作为设计示例，假设车辆识别号=12V（标称），车辆识别号=20V（最大），VOUT=1.3V，IMAX=45A，f=400kHz。这个首先根据30%的纹波选择电感值目前的假设。纹波电流的最高值每个输出级发生在最大输入电压。