ISL6445 1.4MHz双频，180°异相， 降压型PWM控制器

ISL6445是一种高性能的双输出PWM用于转换墙壁适配器、电池或向系统提供网络中间总线直流输入电源各种应用所需的电源电压。每个输出都可以调节到0.8V同步180o异相降低RMS输入电流和纹波电压。ISL6445具有多种保护功能。一个可调过电流保护电路监控输出通过感应下部的电压降而产生的电流MOSFET。Hiccup模式过电流操作保护输出过程中损坏的DC/DC部件过载/短路条件。每个脉冲宽度调制都有一个独立逻辑电平关闭输入（SD1和SD2）。软启动完成时发出一个PGOOD信号在两个PWM控制器上，它们的输出都在设定点。热关机电路关闭设备如果结温超过+150°C。

特征

宽输入电源电压范围-5.6伏至24伏-4.5伏至5.6伏

两个独立可编程输出电压

开关频率。1.4兆赫

失相PWM控制器操作-降低所需的输入电容和功率供电感应负荷

无外部电流感应电阻器-使用较低的MOSFET的rDS（开）

可编程软启动

广泛的电路保护功能-普古德-紫外辐射-过电流-超温-两个PWM的独立关闭

卓越的动态响应-电流模式控制电压前馈

提供无铅加退火（符合RoHS）

应用

具有两个输出的电源

xDSL调制解调器/路由器

DSP、ASIC和FPGA电源

机顶盒

双输出电源，用于数字信号处理器、存储器、逻辑、μP核和I/O电信系统

绝对最大额定值热信息

电源电压（VCC_5V引脚）。-0.3V至+7V

输入电压（车辆识别号引脚）。+27伏

BOOT1，2和UGATE1，2。+35伏

阶段1，2和ISEN1，2。+27伏

BOOT1，2相对于阶段1，2。+6.5伏

UGATE1，2。（1相，2-0.3V）至（BOOT1，2+0.3V）

热阻（典型值）θJA（℃/瓦）

24导联QSOP（注1）。85个

最高连接温度（塑料包装）。-55°C至150°C

最高储存温度范围。-65°C至150°C

最高引线温度（焊接10s）。300摄氏度

温度范围。-40°C至85°C

注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作

在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。

注：

1.θJA是用安装在自由空气中的高效热导率测试板上的元件测量的。

电气规范推荐的操作条件，除非另有说明。参考框图和典型应用示意图。车辆识别号=5.6伏至24伏，或车辆识别号=5伏±10%，温度指数=-40°C至85°C（注3），典型值为TA=25°C

电气规范推荐的操作条件，除非另有说明。参考框图和典型应用示意图。车辆识别号=5.6伏至24伏，或车辆识别号=5伏±10%，温度指数=-40°C至85°C（注3），典型值为TA=25°C（续）

笔记：

2.在-40°C和85°C下的规格由设计保证，而不是生产测试。

3.在正常操作中，当设备在车辆识别码（VIN）引脚上提供电压时，VCC_5V引脚提供一个可输出60毫安（分钟）的5伏电压。当VCC_5V引脚用作5V电源输入时，内部LDO调节器被禁用，并且车辆识别号输入引脚必须连接到VCC U 5V引脚。（有关详细信息，请参阅“管脚说明”部分。）

4.这是车辆识别号=VCC_5V=PVCC=5V时的总关闭电流。

5.工作电流是设备激活但不切换时消耗的电源电流。它不包括栅极驱动电流。

6.峰-峰锯齿振幅仅在12V下进行生产测试；在5V下，该参数通过设计得到保证。

7.由设计保证的；未经生产测试的。

8.未经生产测试；仅由特性保证。

9.由设计保证。建议32微安的满标度电流用于最佳电流采样和保持操作。查看反馈回路下面的补偿部分。

典型性能曲线（来自ISL6445EVAL1评估委员会）

典型性能曲线（续）（来自ISL6445EVAL1评估委员会）

管脚说明

BOOT2，BOOT1-这些管脚为上面的MOSFET供电每个PWM转换器的驱动器。将此pin连接到自举电容器和自举二极管。自举二极管的阳极是连接到VCC_5V引脚。UGATE2，UGATE1-这些销为上MOSFETs。相2，相1-这些引脚连接到接头上mosfet源、输出滤波电感和下mosfet源MOSFETs排水管。LGATE2，LGATE1-这些销为较低的MOSFETs。PGND-该引脚为PWM1和PWM2的下栅极驱动器。这个别针应该连接到较低的mosfet源以及外部输入电容器的（-）端子。FB2，FB1-这些引脚连接到反馈电阻分压器，并提供电压反馈信号各自的控制器。他们设置的输出电压转换器。此外，PGOOD电路使用这些输入监测输出电压状态。ISEN2，ISEN1-这些引脚用于监测电压电流环反馈的低MOSFET压降以及过电流保护。

PGOOD-这是一个开漏逻辑输出，用于指示输出电压的状态。当两个PWM输出中的任何一个不在各自的标称电压。SGND-这是小信号接地，两者共用控制器，必须与高位分开布线电流接地（PGND）。所有电压水平都用关于这个别针。将附加的SGND引脚连接到此别针。车辆识别号-使用此引脚为设备提供外部电源电源电压范围为5.6V至24V，5V±10%操作，将此引脚连接到VCC5。VCC5-该引脚是内部+5V线性的输出调节器。这个输出为集成电路提供了偏压侧门驱动器和外部启动电路侧门司机。集成电路可以直接由该引脚上有一个5V（±10%）电源。当用作5V时电源输入，此引脚必须从外部连接到车辆识别号。VCC5引脚必须始终断开与电源接地的连接建议至少使用4.7μF陶瓷电容器，非常靠近大头针。偏压-该引脚必须直接连接到VCC5。SS1，SS2-这些引脚为其提供软启动功能各自的脉宽调制控制器。当芯片启动时调节的5微安上拉电流源为电容器充电从这个插脚接地。误差放大器当电压接通时，参考电压从0到0.8V逐渐升高软启动引脚从0到0.8V。SD1，SD2-这些引脚提供启用/禁用功能各自的PWM输出。当此销浮动或拉高，当销被拉低了。OCSET2，OCSET1-从该引脚到接地组的电阻各脉冲宽度调制的过电流阈值。

功能描述

一般说明

ISL6445集成了两个同步的控制电路降压转换器。两个同步块运行180异相度，以大幅降低输入纹波从而降低了对输入滤波器的要求。芯片有四条控制线（SS1、SD1、SS2和SD2），提供每个同步buck的独立控制输出。PWM控制器采用1.4兆赫。带输入的电流模式控制方案调制器的电压前馈斜坡输入提供出色地抑制输入电压变化，并提供简化回路补偿。内部5V线性调节器（VCC5）所有的ISL6445功能都由一个内置芯片、低功耗、+5V调节器内部供电。最大调节器输入电压为24伏。旁路调节器输出（VCC5）4.7μF电容器接地。的电压降这个LDO通常是600mV，所以当VIN大于5.6V，VCC5V为+5V。ISL6445还采用关闭两个调节器的欠压锁定电路当VCC5低于4.4V时。内部LDO可以提供超过60毫安的电源来为IC供电，为低端门驱动器供电，为外部引导充电电容器并提供小的外部负载。开车时大的FET，很少或没有调节器电流可用于外部荷载。

例如，一个具有30nC总栅极电荷的大型FET需要30nC x 1.4MHz=42mA。因此，总共四个FET需要36毫安。内部偏压为3毫安外部+5V电源约为20毫安。另外，在较高的输入电压和较大的场效应管，功耗内部5V将增加。过度耗散必须避免穿过此调节器，以防止连接温度上升。更大的fet可与5V±10%一起使用输入应用程序。热过载保护电路如果VCC5输出短路，将触发。将VCC5连接至车辆识别号，用于5V±10%的输入应用

软启动操作

当软启动启动时由于输入外部电容器的5微安电流。输出电压跟随软起动电压。当SS引脚电压达到0.8V时，输出电压为启用的PWM通道达到调节点，并且软起动引脚电压继续升高。在这一点上PGOOD和故障电路已启用。这就完成了软启动顺序。SS引脚电压的任何进一步升高不影响输出电压。通过改变软启动电容器，可以提供启动时的主要输出。可获得软启动时间从以下方程式：

可选择软启动电容器提供启动跟踪两个脉冲宽度调制输出。这可以通过选择软启动电容器，使软启动电容比等于各自的PWM输出电压比率。例如，如果我使用PWM1=1.2V和PWM2=3.3V那么软启动电容比应该是，CSS1/CSS1=1.2/3.3=0.364。图14显示了软启动波形CSS1=0.01μF，CSS2=0.027μF。

输出电压编程从输出到接地的电阻分压器设置输出任意一个脉宽调制通道的电压。中心点分压器应连接到FBx引脚。输出电压值由以下公式确定。

其中R1是反馈分配器网络的顶部电阻R2是从FB1或FB2接地的电阻。

异相运行

ISL6445中的两个脉冲宽度调制控制器的工作相位为180度，以减少输入纹波电流。这就减少了输入电容纹波电流要求，降低功率提供感应噪声，改善电磁干扰。这是有效的有助于降低组件成本、节省板空间和减少电磁干扰。双电源通常同相工作并同时开启同时上FET。输入电容器必须支持两者的瞬时电流要求同时控制，导致波纹增加电压和电流。较高的均方根纹波电流降低由电渣重熔引起的功率损耗引起的效率输入电容器的。这通常需要更低的ESR并联电容器以减小输入电压纹波ESR相关损耗，或满足要求的纹波电流评级。在双同步异相运行的情况下，ISL6445的高侧mosfet开启180度异相。两个调节器的瞬时输入电流峰值较长的重叠，导致均方根纹波电流减小输入电压纹波。这减少了所需的输入电容器纹波电流额定值，允许更少或更少昂贵的电容器，减少了屏蔽电磁干扰要求。典型的运行曲线显示同步180度异相运行。

输入电压范围

ISL6445设计用于从输入电源运行从4.5伏到24伏。但是，输入电压范围可有效限制可用的最大负载循环（DMAX=93%）。

Vd1=电感中寄生电压降的总和放电路径，包括下部FET、电感和PC。

Vd2=充电路径中电压降的总和，包括上FET、电感和PC板电阻。最大输入电压和最小输出电压为受最小开启时间（吨（分钟））限制。

门控制逻辑

栅极控制逻辑转换生成的PWM信号提供放大、电平变换的门驱动信号通过保护射击。门卫有一些有助于优化集成电路性能的电路操作条件范围。作为MOSFET开关时间因类型和输入的不同而变化很大电压，门控制逻辑提供自适应死区时间通过监测上部和上部低mosfet。穿透控制逻辑提供20ns的死区时间，以确保上部和下部mosfet不会同时开启，并导致一个射穿条件。门驱动器低压侧闸门驱动器由VCC5提供，并提供峰值汇源电流为400毫安。高边大门驱动程序也能产生400毫安的电流。栅极驱动电压对于上N沟道MOSFET是由飞行电容器启动电路。启动电容器连接自相节点的引导引脚为高侧MOSFET驱动器。为了限制集成电路中的峰值电流，外部电阻器可以放置在磨牙销之间以及外部MOSFET的栅极。这个小系列电阻器还可以抑制由共振引起的任何振荡电路板上寄生电感的槽场效应管的栅漏电容。

启动时，低压侧MOSFET开启并强制相对地，以便将引导电容器充电至5伏。低压侧MOSFET关断后，高压侧MOSFET通过关闭靴子和磨损。这就提供了必要的栅极到源极电压，以打开上MOSFET，这一动作将5V栅极驱动信号提升至高于车辆识别号。电流驱动上部MOSFET需要从内部5V调节器。保护电路变频器输出受到监控和保护过载、短路和欠压条件。一个输出持续过载将PGOOD设置为低启动打嗝模式。两个PWM控制器都使用较低的MOSFET导通电阻rDS（on）来监测转换器中的电流。将检测到的电压降与设置的阈值进行比较从OCSETx引脚接地的电阻。

其中，IOC是所需的过电流保护阈值，RCS是连接的电流感应电阻的值到伊森针。如果较低的MOSFET电流超过过电流阈值，检测到过电流情况。如果连续两个时钟周期检测到过电流，则集成电路通过关闭门驱动器进入打嗝模式进入软启动状态。集成电路将循环2次尝试重新启动前软启动。IC将继续循环通过软启动直到过电流状态消除。图X显示了这种行为（要添加的图）。因为这种电流传感技术的性质为了适应范围广泛的rDS（ON）变体，可以使用过电流阈值应表示过载电流约为最大值的150%至180%工作电流。如果更精确的电流保护需要将电流感测电阻器与低MOSFET源。

选择RCS为电流提供32微安的电流建议使用采样保持电路，但数值较低可使用2微安至100微安。由于电流回路反馈，调制器有一个频率确定时-20dB斜率的极点响应按负荷。

式中，RO为负载电阻，CO为负载电容。为了这种类型的调制器，2型补偿电路是通常足够了。图16显示了2型放大器及其沿电流模式调制器和转换器。2型放大器，除了原点，有一个零极点对，在零和极点之间的频率

零频率、放大器高频增益和选择调制器增益以满足最典型的应用。交叉频率将出现在调制器衰减等于放大器的点高频增益。系统设计器的唯一任务必须完成的是指定输出滤波电容器在十年内将负载主极放置在某处低于放大器的零频率。有这种类型的由于到零极对相位“boost”。只有当主负载杆在频率轴上的左侧放置过多由于输出滤波器电容过大。在这种情况下在1.2kHz至30kHz范围内的ESR零点给出一些额外的“增强”阶段。一些相位增强也可以通过将电容器CZ与设置输出电压的分压器的上电阻器R1价值。请参考输出电感和电容选择部分了解更多详细信息。布局指南对于成功实现基于ISL6445的DC/DC转换器。ISL6445以非常高的频率切换因此转换时间非常短。在这些切换频率，即使是最短的轨迹有效阻抗。同时峰值栅极驱动电流上升在极短的时间内显著地。过渡速度从一个设备到另一个设备的电流会导致电压尖峰跨接阻抗和寄生电路元素。这些电压尖峰会降低效率，产生电磁干扰，增加装置过电压应力铃声。仔细选择元件和适当的PC板布局最小化了这些电压峰值的大小。

DC/DC中有两组关键组件使用ISL6445的转换器。开关电源组件和小信号组件。这个开关电源组件是布局角度，因为它们切换了大量所以它们会产生大量的噪音。关键的小信号部件是那些连接到敏感节点或提供临界偏置电流的节点。一个建议采用多层印制电路板。布局注意事项

1.输入电容、上场效应管、下场效应管、电感输出电容应放在首位。隔离这些板上部的电源部件彼此相邻的接地端子。放置输入高频去耦陶瓷电容器给MOSFETs。使门的痕迹短厚度越大，寄生电感越小降低在下部闸门处看到的dv/dt水平当上场效应管打开时，场效应管。

2.使用单独的接地平面进行电源接地和小型接地信号接地。将SGND和PGND连接在一起IC关闭。不要把它们连在一起其他的

3.由输入电容、顶部场效应管和底部场效应晶体管必须尽可能小。

4.确保从输入电容器到输出电感和输出电容尽可能短，允许的最大记录道宽度。

5.将PWM控制器IC靠近下部FET。这个LGATE连接应该短而宽。集成电路可以最好放在安静的地面上。避免切换该区域的接地回路电流。

6.将VCC5旁路电容器放置在非常靠近集成电路并将其接地连接到PGND平面。

7.放置栅极驱动组件引导二极管和引导控制器IC附近的电容器。

8.输出电容器应放置在尽可能加载。使用短宽铜区将输出电容器连接到负载以避免电感和阻力。

9.使用填充铜的多边形或宽而短的轨迹连接上场效应管的接头。低场效应晶体管和输出感应器。同时保持与集成电路的相位节点连接很短。不要不必要地过大铜岛相位节点。因为相位节点受到很高的dv/dt电压，杂散电容形成在这些岛屿和周围的线路之间倾向于耦合开关噪声。

10.将所有高速交换节点从控制电路。

11.在IC附近创建单独的小模拟接地平面。将SGND引脚连接到该平面。全小信号接地路径包括反馈电阻、电流限制设置电阻，SDx下拉电阻应为连接到这架SGND飞机。

12.确保输出电容器的反馈连接简短而直接。

部件选择指南

MOSFET注意事项

选择逻辑级mosfet以获得最佳效率考虑到潜在的宽输入电压范围和输出电源要求。两个N通道mosfet用于每个同步整流buck变换器PWM1和PWM2输出。这些mosfet应该是根据无线电数据系统（开启）、门电源要求选择，以及热管理方面的考虑。功耗包括两个损耗分量；传导损耗和开关损耗。这些损失是分布在上下mosfet之间根据占空比（见以下方程式）。这个传导损耗是功率的主要组成部分低mosfet的损耗。只有上MOSFET具有显著的开关损耗，因为较低的设备接通和断开接近零电压。方程式假定线性电压电流转换，不模拟功率低MOSFET反向恢复引起的损耗体二极管。

大栅极电荷增加了开关时间，tSW，这增加了上MOSFET开关损耗。确保两个mosfet都在其最大值范围内高环境温度下的结温按包装计算温升热阻规格。当输入电压增加时内部+5V调节器增加。确保ISL6445不过热选择外部mosfet基于根据图17的FET栅极总电荷。情节显示不同最高环境工作温度。内部LDO的功耗来自芯片的偏置电流以及提供驱动外部莫斯费特。该图使用建议的最大值工作结温度为125°C并计算基于模具温度和内部LDO可提供的最大驱动电流

输出电容器选择每个输出的输出电容器都是唯一的要求。一般来说，输出电容器应选择满足动态调节要求包括纹波电压和负载瞬变。选择输出电容也取决于输出电感，因此需要对电感进行分析来选择输出电容器。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是电感电流所需的时间切换到新的水平。ISL6445将提供0%或负载瞬态响应的71%占空比。响应时间是转换从初始电流值到负载的电感电流当前水平。在这段时间内电感电流和瞬态电流水平必须为由输出电容器供电。最小化响应时间可以使所需的输出电容最小。还有，如果负载瞬态上升时间比电感慢响应时间，如在硬盘驱动器或CD驱动器中，它减少了对输出电容器的要求。所需的最大电容值，上升阶跃，响应时间内的瞬态负载电流感应器是

其中，COUT是所需的输出电容器，LO是输出电感，ITRAN是瞬态负载电流阶跃，VIN是输入电压，VO是输出电压，DVOUT是负载瞬态期间允许的输出电压下降。高频电容器最初提供瞬态电流和减缓负载变化率所看到的散装电容器。大容量滤波电容值通常为由ESR（等效串联电阻）和额定电压要求和实际电容要求。输出电压纹波是由电感纹波电流引起的以及输出电容器的ESR

其中，在电感选择部分中计算IL。高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载制造商特定去耦要求的电路。仅使用专用低ESR电容器开关调节器在1.4MHz下的应用电容器。在大多数情况下，多个小型电解槽电容器的性能比单个大电容器好。输出选择的稳定性要求电容器是‘ESR零点’，fZ，在1.2kHz和30千赫。这个范围是由一个内部的，单一的补偿设置的6kHz时为零。ESR零点可以是内部零点的一侧仍有助于控制回路的相位裕度。因此，总之，输出电容器必须满足三个标准：

1.它们必须有足够的体积电容来维持负载瞬态期间的输出电压电感电流转为负载值短暂的，

2.ESR必须足够低，以满足要求输出电感电流引起的输出电压纹波，和

3.ESR零点应该放在一个相当大的范围内，提供额外的相位裕度。ISL6445的建议输出电容值为在150至680微F之间，以满足稳定性标准外部补偿。使用铝电解，建议使用POSCAP或钽型电容器。使用低ESR陶瓷电容器是可能的，但需要更严格的回路分析，确保稳定性。输出电感选择PWM变换器需要输出电感。输出选择电感以满足输出电压纹波要求。电感值决定了转换器的纹波电流和纹波电压是纹波的函数电流和输出电容ESR。纹波电压在电容器选择部分给出了表达式，并且纹波电流由以下方程式近似：

对于ISL6445，使用1至3.3μH之间的电感值。输入电容器选择大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择带电压和电流额定值高于最大输入电压和最大电路所需的均方根电流。电容电压评级应至少比最大输入电压和1.5倍为保守值指南。交流有效值输入电流随负载而变化。输入电容提供的总均方根电流为：

DC是各个PWM的占空比。取决于输入功率及其阻抗，该电流的大部分（或全部）由输入电容器。图18显示了PWM变换器失相运行。如果转换器正在同相运行，组合的有效值电流是代数和，它是一个更大的如图所示的值。组合的异相电流是个体平方和的平方根反射电流和同相电流。

使用混合输入旁路电容器来控制电压荡漾在mosfet上。使用陶瓷电容器高频去耦和大容量电容器均方根电流。小型陶瓷电容器可以放置在接近上MOSFET以抑制电压感应寄生电路中的阻抗。对于允许通孔组件的电路板设计三洋OS-CON®系列提供低ESR和良好的温度性能。对于表面贴装设计，实心可以使用钽电容器，但必须小心关于电容器浪涌电流额定值。这些电容器必须能够在通电时处理浪涌电流。AVX提供的TPS系列是浪涌电流测试。