ISL6564A 线性多相PWM控制器 6位DAC，能够精确rDS（开）或 DCR差动电流感应

ISL6564A是控制微处理器核心电压调节驱动高达4个同步整流降压通道。它的特点是带宽控制环路，提供对负载的最佳响应瞬变。每相开关频率高达1.5MHz，基于ISL6564A的电压调节器要求最低DC/DC变换器应用中的元器件和PCB区。ISL6564A利用专利技术感应电流测量通电阻电压的技术，输出低mosfet或DCR的rDS（开）在他们的传导间隔电感。电流传感提供精确降速、通道电流平衡和过电流保护所需的信号。提供一个单位增益差分放大器，用于遥控电压感应。遥控器之间的任何电位差使用遥控放大器。消除地面差异提高调节和保护精度。阈值敏感启用输入可用于精确协调使用任何其他电压轨启动ISL6564A。动态视频™ 技术允许无缝实时视频变化。偏移管脚允许精确的电压偏移独立于视频设置的设置。6564A岛使用5V偏置，并具有内置的并联调节器只使用一个小的外部限制电阻的12V偏置。

特征

精密多相铁芯电压调节-差分遥感电压-系统精度±0.5%-可调参考电压偏移

精确的rDS（开）或DCR电流感应-精确的负荷线编程-精确的通道电流平衡-差动电流感测-低成本、无损电流传感

用于5V或12V偏置的内部分路调节器

微处理器电压识别输入-自时钟动态视频™ 控制技术-6位视频输入-0.525V至1.300V，步进12.5mV

功率阈值敏感启用功能顺序控制

过电流保护

过电压保护-不需要额外的外部组件-驱动撬杆装置的OVP引脚

1、2、3或4相操作

每相工作频率高达1.5MHz（>6MHz纹波）QFN包-符合JEDEC PUB95 MO-220 QFN-四层公寓无潜在客户-产品概要-QFN近芯片级封装面积；改进PCB效率，外形更薄提供无铅加退火（符合RoHS）

绝对最大额定值

电源电压，VCC。+5.5伏

输入和输出电压（除OVP外）。接地-0.3V至VCC+0.3V

过电压。+15伏

人体模型。>4千伏

ESD（机器型号）。>300伏

ESD（充电装置型号）。>2千伏

操作条件

电源电压，VCC（5V偏置模式，注3）。+5V±5%

环境温度（ISL6564ACRZ）。0°C至+70°C

环境温度（ISL6564AIRZ）。-40°C至+85°C

热信息

热阻θJA（℃/W）θJC（℃/W）

QFN包（注1、2）。32 3.5条

最高结温。+150摄氏度

最高储存温度范围。-65°C至+150°C

最高铅温（焊接10s）。+300摄氏度

注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。

笔记：

1.θJA是在自由空气中测量的，该部件安装在具有“直接连接”特性的高效热导率测试板上。

2.对于θJC，“外壳温度”位置是包装底部外露金属垫的中心。

电气规范工作条件：VCC=5V或ICC<25mA（注3）。除非另有规定。

电气规范工作条件：VCC=5V或ICC<25mA（注3）。除非另有规定。（续）

笔记：

3.当使用内部分路调节器时，VCC被夹紧到6.2V（最大值）。电流必须限制在25毫安或以下。

4.这些部分的设计和调整精度与所有误差的电压环包括在内。

5.由设计保证。

6.软启动时，VDAC从0上升到VID。过电压跳闸电平为1.5V和VDAC+0.2V中的较高值

功能管脚说明

提供操作芯片所需的所有电源。这个当此引脚上的电压超过上升的POR阈值，并在该引脚上的电压降到下降的POR阈值以下。将该引脚直接连接到+5V电源或通过一个系列300Ω电阻至+12V电源。地面集成电路的偏置和参考接地。ZH此pin是控制器。通过适当的电阻分压器提供同步的方法控制器和MOSFET驱动芯片的通电。当EN电压高于1.29V时，ISL6564A激活取决于ENLL、内部POR和pending的状态故障状态。在低于1.16V的电压下行驶，将清除所有故障状态并在重新启用时将ISL6564A充入软启动状态。

此引脚是控制器的逻辑电平启用输入。断言为逻辑高，ISL6564A激活取决于关于EN、内部POR、VID输入和挂起的状态故障状态。解除ENLL将清除所有故障状态重新启用时，将ISL6564A充注至软启动。浮动时，内环销会被拉到较高的位置典型电压为1.15V。四季酒店从FS到接地的电阻RT将设置开关频率。有一个相反的关系在电阻值和开关之间频率。见图20和公式30。视频5、视频4、视频3、视频2、视频1和视频0这些是提供输出调节参考电压。连接这些插脚打开漏极输出（带或不带外部上拉）电阻或主动上拉输出。VID5-VID0具有45μA当电压高于逻辑高电平。这些输入可以是高达VCC+0.3V。

VDIFF、VSEN和RGNDVSEN和RGND构成精密差分遥测放大器。这个放大器把微分远程输出到单端电压的电压参考当地地面。VDIFF是放大器的输出以及调节和保护电路的输入。将VSEN和RGND连接到遥控器的感测管脚装载。FB和COMP分别反转误差放大器的输入和输出。FB通过电阻器连接到VDIFF。否定的FB上存在与输出电流成比例的电流别针。VDIFF与FB组之间的一个适当尺寸的电阻器负载线（下降）。下垂比例因子由ISEN电阻与低MOSFET rDS（ON）之比。COMP通过外部R-C网络与FB绑定没有直流连接来补偿调节器。

DAC和REFDAC输出引脚是精密内部DAC参考。REF输入引脚是误差放大器。在典型应用中，使用1kΩ，1%电阻在DAC和REF之间产生精确的偏移电压。此电压与确定的偏移电流成正比通过OFS到接地或VCC的偏移电阻。一个在REF和地面之间使用电容器来平滑动态视频中的电压转换™ 操作。PWM1、PWM2、PWM3、PWM4脉冲宽度调制输出。将这些引脚连接到Intersil驱动器IC的PWM输入引脚。数量有源信道由PWM3和密码4。保持PWM4未连接，并将PWM3连接到VCC配置为2相操作。将PWM4连接到VCC配置为三相运行。连接PWM4和PWM3单相运行至高

ISEN1+，ISEN1-；ISEN2+，ISEN2-；ISEN3+，ISEN3-；ISEN4+，ISEN4+-ISEN+和ISEN-管脚是独立差分放大器。使用感应电流作为通道平衡、保护和监管。非活动通道应具有各自的检测输入保持打开状态（例如，用于三相操作打开ISEN4+。对于DCR感应，将每个ISEN-pin连接到节点在RC感测元件之间。将ISEN+销系在另一端的感应电容通过一个电阻，上升。感应电容器上的电压与电感电流。感应电流与输出电流，并按电感的DCR缩放，除以上升。当为rDS（ON）电流感应配置时，ISEN1-，ISEN2-、ISEN3-和ISEN4-引脚在下部接地MOSFET源。ISEN1+，ISEN2+，ISEN3+，和ISEN4+引脚被固定在虚拟地上，这样它们之间连接的电阻器，以及相关的低MOSFET，将携带一个电流与流经该通道的电流成比例。这个电流由产生的负电压决定穿过下MOSFET的rDS（ON），这是通道由rDS缩放的电流（开）。

PGOOD用作软启动结束的指示微处理器规范。这是一种公开的逻辑低阻抗输出，直到软启动完成。一旦欠压点达到。OFS引脚提供了一种编程直流偏移的方法在参考输入端产生直流偏移电压的电流。偏置电流是通过一个外部电阻和精密内部电压基准。极性通过将电阻器连接到GND或VCC来选择偏移量。对于无偏移，OFS销应保持未端接状态。过电压保护引脚。这个别针拉到VCC上当检测到过电压情况时锁定。连接该引脚连接到从VIN或接地以防损坏负载。这个别针可以在VCC上方高达15V的电压下用外部电阻器。然而，它只能拉低当VCC高于2V时。

驱动器启用引脚。此pin可用于启用驱动程序具有启用管脚，如ISL6605或ISL6608。如果ISL6564A与Intersil ISL6612驱动程序一起使用，而不是必须使用这个别针。IDROOP和IOUTIDROOP和IOUT是感测平均值的输出管脚与负载电流成比例的通道电流。他们设计用于灵活的应用目的。在不需要装载线的应用程序中，离开IDROOP引脚打开。在需要加载的应用程序中线路，将IDROOP引脚连接到FB，以便检测到的平均值电流将流过FB和VDIFF之间的电阻器产生与负载电流成比例的电压降。IOUT通常用于负载电流指示。

操作

多相功率转换

微处理器负载电流配置文件已更改为指出多相功率转换的优点是不可能忽视的。技术挑战与生产单相转换器有关成本效益和热可行性都迫使转向多相节约成本的方法。这个ISL6564A控制器有助于降低通过集成重要功能和要求来实现最小输出组件。页面上的框图3、4、5、6和7提供多相功率的顶层视图使用ISL6564A控制器进行转换。

多相转换器中每个通道的切换是

彼此对称失相频道。在三相转换器中，每个通道开关1/3在前一个通道后循环，在跟踪频道。因此，三相转换器组合纹波频率比任何一相的纹波频率。此外，组合电感电流的峰-峰振幅减小与相数成比例（方程式1和2）。纹波频率增加，纹波幅度降低设计人员可以使用更少的每通道电感和降低任何性能的总输出电容规范。图1说明了输出纹波的乘法效应频率。三通道电流（IL1、IL2和IL3）合并形成交流纹波电流和直流负载当前。波纹分量的波纹是每个通道电流的频率。每个脉冲宽度调制脉冲在上一阶段。每相的峰间电流为大约7A，电感电流的直流分量联合收割机输送货物。为了了解波纹电流振幅在多相电路，检查表示单个通道的峰-峰电感电流。

在等式1中，VIN和VOUT是输入和输出电压，L为单通道电感值，fS是开关频率。

输出电容器传导电感电流。在多相转换器的情况下电容电流是每个个别频道的。将方程式1与求和后峰间电流的表达式N对称相移电感电流方程2。峰间纹波电流减小与通道数成比例的量。输出电压纹波是电容、电容的函数等效串联电阻（ESR）和电感纹波当前。降低电感纹波电流允许设计师使用较少或较便宜的输出电容器。

交错的另一个好处是减少输入纹波当前。输入电容部分由最大输入纹波电流。多相拓扑可以通过降低输入纹波提高整体系统成本和规模使设计师能够降低投入成本电容。图2中的示例演示了输入三相变流器的电流总输入纹波电流。图2所示的转换器向1.5V负载提供36A从12V输入。有效值输入电容电流为5.9A。将其与同样降压的单相转换器进行比较36A时为12V至1.5V。单相转换器有11.9A有效值输入电容电流。单相变流器必须使用有效值电流两倍的输入电容器组容量相当于三相变流器。标题为“输入电容器”一节中的图21、22和23选择可用于确定输入电容器RMS基于负载电流、占空比和频道。在确定最佳输入电容解决方案。图24显示了相输入电容器均方根电流比较。

脉宽调制操作

每个变流器支路的定时由活动频道。的默认频道设置ISL6564A是4。一个开关周期被定义为时间在PWM1脉冲终止信号之间。脉搏终止信号是内部产生的时钟信号触发了PWM1的下降沿。循环时间脉冲终止信号与开关相反由FS引脚和之间的电阻器设置的频率地面。当时钟信号指令时，每个周期开始通道1的脉宽调制输出变低。PWM1跃迁向通道1 MOSFET驱动器发送信号，关闭通道1上的MOSFET并打开通道1同步MOSFET。在默认信道配置中，PWM2脉冲在PWM1之后结束一个周期的1/4。这个在PWM2之后，PWM3的输出又是一个周期的1/4。PWM4在PWM3之后终止另一个循环的1/4。如果PWM3连接到VCC，双通道操作选择后，PWM2脉冲在1/2周期后终止。连接PWM4到VCC选择三通道操作脉冲终止时间间隔为1/3周增量。连接PWM3和PWM4到VCC选择单通道操作。一旦脉冲宽度调制信号转换为低电平，它将保持低电平最少1/3个周期。强制关闭时间要求确保电流样本准确。电流感应是在下一节中描述。在强制关闭时间之后到期时，将启用脉宽调制输出。脉宽调制输出状态由误差放大器输出信号的位置驱动，VCOMP，减去相对于锯齿形坡道如图7所示。当修改VCOMP电压穿过锯齿形斜坡，PWM输出高度转换。MOSFET驱动器检测到PWM信号的状态并关闭同步打开上面的MOSFET。脉宽调制信号在脉冲终止信号标记通过触发低脉冲宽度调制信号开始下一个周期

电流采样

在脉宽调制转换低后的强制关闭时间内，相关通道电流检测放大器使用ISEN输入以再现与电感电流，IL。不管现在的感觉方法是什么感应电流，伊森，只是电感电流。与脉宽调制的下降沿一致信号，采样保持电路采样如图3所示。样本窗口保持时间，tHOLD，是固定的，等于开关周期的1/3，tSW因此，采样电流In与输出电流并保持一个开关周期。样品电流用于电流平衡、负载线调节和过电流保护。

电流传感

ISL6564A支持电感DCR感应、MOSFETrDS（开）感应，或电阻感应技术。这个内部电路，如图4、5和6所示，表示n通道转换器的n通道。这个电路是对转换器中的每个通道重复，但不能根据PWM3和PWM4的状态激活引脚，如“脉宽调制操作”一节所述。电感DCR感应电感器的绕组具有DCR测量的电阻（直流电阻）参数。把电感DCR看作分开集中数量，如图4所示。这个流过感应器的通道电流IL也会通过DCR。方程4显示了s域电感VL上的等效电压。

通过电感的简单R-C网络提取DCR电压，如图4所示。电容器上的电压VC，可以显示为与通道电流IL成比例，见方程式

如果选择了R-C网络组件，则RC时间常数与电感L/DCR时间匹配常数，则VC等于DCR。

电容电压VC，然后在感应电阻上升。通过感测电阻器的电流与电感电流成正比。方程式6显示通道电流与感测电流的比例电流ISEN，由感测电阻器的值驱动感应器的选择和DCR。

DCR随温度变化，所以正温度传感器应选择系数（PTC）电阻器电阻上升。

电阻传感

如果未使用DCR感应，则独立电流感应与每个输出电感串联的电阻器可以作为感测元件（见图5）。这种技术准确，但由于直接在输出路径中添加有损元素。

MOSFET rDS（ON）传感控制器还可以通过通过较低的MOSFET rDS（ON）采样电压（见图6）。放大器接地参考将ISEN输入连接到下面的源MOSFET。ISEN+通过电阻上升。上升的电压相当于下MOSFET的rDS（ON）上的电压降当它在指挥的时候。进入伊森的电流+引脚与通道电流IL成比例。伊森人在足够的稳定时间后，电流被采样并保持。采样电流In，用于通道电流平衡，负荷线调节，过流保护。从图6，导出了ISEN的方程式7。

其中，IL是通道电流。因为MOSFET rDS（开）随着温度的升高，PTC电阻应该为补偿这一变化而被选中。

通道电流平衡

每个激活通道中的采样电流总和除以活动的数量频道。产生的循环平均电流IAVG，提供变频器总负载电流需求的测量在每个切换周期。通道电流平衡为通过比较每个通道的采样电流来实现达到循环平均电流，并使根据误差调整每个通道的脉冲宽度。Intersil的专利电流平衡法如图7，表示通道1的误差校正。在这个数字，周期平均电流和通道1采样，I1，以创建错误信号IER。这个滤波错误信号修改由VCOMP可纠正任何不平衡，并使IER趋向于零。同样的错误信号校正方法也适用于每个活动频道。

通道电流平衡是实现热平衡的关键多相操作的优点。产生的热量下转换在多个设备和更大的面积。设计师避免了驾驶的复杂性多个平行的mosfet，以及使用热量的费用水槽和非标准磁性材料。电压调节集成补偿网络如图8所示确保输出电压的稳态误差为仅限于参考电压的误差（输出和OFS电流源的偏移误差，遥测和误差放大器。Intersil指定ISL6564A的保证公差包括这些元素的组合公差。误差放大器VCOMP的输出与产生脉冲宽度调制信号的锯齿波。脉冲宽度调制信号控制内部MOSFET驱动器和将转换器输出调节到指定的参考值电压。控制的内部和外部电路电压调节如图8所示。

ISL6564A在反馈路径中集成了一个内部差分远程感测放大器。放大器移除测量输出时遇到的电压误差相对于本地控制器接地参考点的电压从而获得更精确的感应输出方法电压。将微处理器检测引脚连接到的非反转输入VSEN和反转输入RGND遥控放大器。远程感应输出，VDIFF，是通过外部电阻。数模转换器（DAC）产生参考信号基于引脚VID4上逻辑信号状态的电压通过第12.5节。DAC解码6位逻辑信号（VID）表1所示的离散电压之一。每个VID输入提供45μa上拉至内部2.5V用于开漏输出的电源。上拉电流在逻辑阈值以上递减为零以保护电压敏感输出装置。外部上拉电阻器如果外壳漏入驱动装置大于45μA。负荷线调节一些微处理器制造商要求精确控制输出电阻。这种对产出的依赖负载电压电流通常被称为“下降”或“负载线”监管。通过增加良好控制的输出阻抗，输出电压可以有效地在实现载重线调节的方向这些制造商要求的。