CPS-SPWM技术在级联H桥型变流器上的具体实现方法
日期：2008-1-25随着大功率自关断器件和智能高速微控制芯片的不断发展，大功率电力电子变流装置得到了越来越深入的研究，在大容量电机驱动、交直流电力传输等场合的应用范围也越来越广泛了。在大功率电力电子变流装置的实现上，一个重要的问题就是大功率器件的工作频率较低，无法适应PWM技术等优秀的调制技术。载波移相正弦波脉宽调制技术（Carrier phase-shifted SPWM，以下简称CPS-SPWM）是为了解决该问题而提出的新技术。本文对CPS-SPWM技术在级联H桥型多电平变流器上的具体实现方法进行了详尽的描述。
1 基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器
田纳西大学的Peng F.Z.等人于1996年提出了级联H桥型变流器的拓扑结构，并用于无功补偿[1]。级联H桥变流器主电路拓扑结构如图1所示，由N个单相全桥模块在交流侧串联构成一相桥臂对，直流侧相互独立，如图1（a）所示。由3个桥臂对通过Y型或者△连接构成三相系统，如图1（b）所示便为Y型接法示意图。相对于二极管钳位型多电平变流器和飞跨电容型多电平变流器，这种级联H桥型变流器具有如下优点：
1）各变流器单元结构相同，容易实现模块化设计、安装、维修；
2）直流侧相互独立，电压均衡容易实现；
3）各变流器单元工作对称，开关负荷平衡。
（a）单相 （b）三相Y型接法
图1 级联H桥型变流器主电路结构
当然，级联H桥型变流器也有不足之处，主要就是在需要提供有功功率的场合必须采用独立直流电源。显然，在不需要提供有功功率的场合比如静止无功补偿器、电力有源滤波器(APF)等，级联型多电平变流器具有更大的优势。
在控制上，有的采用基波频率控制[1][2]，不同的变流器单元采用不同的开关角用以消除低次谐波，控制直流电压调节输出基波电压。这种方法动态响应较差，开关负荷不一致，难以输出较宽频带的信号，不适于有源滤波器等要求较高调节性能的大功率场合。在以往的研究中，级联H桥型变流器一般是应用于静止无功补偿器[3]、中高压交流驱动[4][5]等场合，几乎没有在电力有源滤波器中应用的报道。并联APF是一种受到广泛研究的大功率电力电子装置，具有很强的实用价值。将级联型多电平变流器引入并联APF，对提高有源滤波器的功率等级有重要的意义。
为此，本文提出了基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器，将CPS-SPWM技术的优点引入级联H桥型变流器，而且不需要变压器级联[6][7][8]。本文着重分析这种变流器的工作原理。
2 工作原理
图2所示为由两个H桥单元级联而成的变流器主电路拓扑结构图，这种变流器由两个全桥单元级联而成。其中，每个全桥单元由两个半桥组成。现有文献一般都是将这种级联H桥变流器按两个全桥单元来处理，每个H桥单元为两电平输出，级联后H桥单元总输出为三电平输出[9]。仅S1和S1′为独立开关，将图2所示的级联H桥变流器当作两个独立单元来进行CPS-SPWM调制，这样总的输出仅为三电平输出。
图2 级联H桥变流器
本文将图2所示的级联H桥变流器分解为4个独立的半桥单元，并对4个半桥单元分别进行CPS-SPWM调制。这样，每个H桥单元可以实现三电平输出，级联H桥变流器的总输出可达五电平，达到了改善级联H桥变流器输出波形的目的。图2所示的每个全桥单元中的左右两个半桥共地，若将右半桥上下管的驱动信号互换后，图2所示的级联H桥变流器的输出电压与图3所示的4个半桥单元级联而成的变流器输出电压相等。由此，本文得到了适合级联H桥变流器的CPS-SPWM调制方法。
图3 4个半桥单元级联型变流器
取四列幅值相等、相位依次互差π/2的三角载波Tr1(t)、Tr2(t)、Tr3(t)和Tr4(t)，分别与同列正弦调制波M(t)进行调制。为分析方便，取载波比kc=2，幅度调制比m=0.8，CPS-SPWM级联H桥变流器相应的工作时序如图4所示。
图4 CPS-SPWM级联H桥变流器工作时序图
可得，适合本文所提的CPS-SPWM级联H桥变流器的具体调制方法为：
1）初始相位为0的三角载波Tr1(t)与调制波M(t)相比较所得驱动信号g1来驱动左半桥上开关管S1，与g1互补的驱动信号g4来驱动左半桥的下开关S4；
2）初始相位为π/2的三角载波Tr2(t)与调制波M(t)相交所得驱动信号g1′来驱动左半桥上开关管S1′，与g1′互补的驱动信号g4′来驱动左半桥的下开关管S4′；
3）初始相位为π的三角载波Tr3(t)与调制波M(t)相比较取反后的驱动信号g2来驱动右半桥上开关管S2，与g2互补的驱动信号g3来驱动右半桥的下开关管S3。
4）初始相位为3π/2的三角载波Tr4(t)与调制波M(t)取反后的驱动信号g2′来驱动右半桥上开关管S2′，与g2′互补的驱动信号g3′来驱动右半桥的下开关管S3′。
3 仿真验证
为说明CPS-SPWM技术在级联H桥型变流器中的具体应用方法，对图2所示级联H桥变流器进行了仿真分析，仿真时幅度调制比取0.9，载波比取21。取四列相位互差π/2的三角载波与一列正弦调制波进行调制，便可得到图2中开关管S1、S1′、S3、S3′相应的驱动信号g1、g1′、g3、g3′，如图5所示。开关管S4、S4′、S2、S2′相应的驱动信号g4、g4′、g2、g2′依次与g1、g1′、g3、g3′互补，这里不再给出。需要指出的是，对于图2所示的级联H桥，开关管S1的驱动信号g1与一个变流器单元输出的电压波形相同，驱动信号g1相应的频谱也是一个变流器单元输出波形的频谱；同理，驱动信号g1和g3相加所得三电平波形与两个变流器单元组成的CPS-SPWM变流器输出的波形相同，驱动信号g1和g3相加所得三电平波形相应的频谱也就是两个变流器单元组成的CPS-SPWM变流器输出波形的频谱；驱动信号g1、g3、g1′和g3′相加所得五电平输出波形与4个变流器单元组成的CPS-SPWM变流器输出的波形相同，驱动信号g1、g3、g1′和g3′相加所得五电平输出波形的频谱也就是4个变流器单元组成的CPS-SPWM变流器输出的波形的频谱。图5所示为级联H桥开关管的驱动信号及其相应的频谱。
图5级联H桥变流器中开关管相应的驱动信号
开关管S1的驱动信号及其相应的频谱如图6所示。驱动信号g1和g3相加所得三电平波形及其频谱如图7所示。驱动信号g1′和g3′相加所得三电平波形及其频谱如图8所示。驱动信号g1、g3、g1′和g3′相加所得五电平输出波形及其频谱如图9所示。g1驱动信号为两电平输出，从频谱中可以看出，除基波分量外，最低次谐波群出现在21次附近，其余谐波群分散在42、63、84次附近。
（a）驱动信号g1波形 （b）g1相应的频谱
图6 驱动信号g1波形及其相应频谱
（a）驱动信号g1＋g3所得波形 （b）g1＋g3所得波形的频谱
图7 驱动信号g1＋g3所得波形及其相应频谱
（a）驱动信号g1′＋g3′所得波形 （b）g1′＋g3′所得波形的频谱
图8 驱动信号g1′＋g3′所得波形及其相应频谱
（a）驱动信号g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形 （b）g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形的频谱
图9 驱动信号g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形及其相应频谱
驱动信号g1＋g3所得波形和驱动信号g1′＋g3′所得波形均为三电平输出，从频谱中可以看出，除基波分量外，最低次谐波群出现在42次附近，63次附近谐波群基本已被抵消，其余谐波群主要集中在84次附近，可看出等效开关频率提高为原来的2倍。
驱动信号g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形为五电平输出，从频谱中可以看出，除基波分量外，最低次谐波群出现在84次附近，其余谐波群基本全部被抵消了，可看出等效开关频率提高为原来的4倍。
仿真表明，级联H桥型变流器采用CPS-SPWM调制以后，具备了CPS-SPWM技术固有的优点：在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果；通过低次谐波相互抵消提高等效开关频率，而不是将谐波简单地向高次推移[10][11][12][13][14]。基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器可以应用在电源有源滤波器（APF）场合。
4 技术评价
1）在各种多电平变流器拓扑中，级联H桥型多电平变流器所需的元器件数目最少；
2）由于采用独立直流结构，因此直流侧的均压问题相对容易解决；
3）每个基本单元的电路结构完全一致，更有利于模块化设计；
4）级联H桥型多电平变流器中，每级变流器单元可采用低压元器件，在交流侧却可以获得高电压的输出；
5）每级变流器的输出为三电平，与常规两电平全桥电路相比，du/dt降低一半，大大减小了电磁干扰（EMI）；
6）由于各基本单元结构、容量一致，因而容易进行冗余设计，有利于系统在不正常工况或负载切换时的可靠运行。
级联H桥型多电平变流器的缺点是在需要提供有功功率的场合（比如交流电机驱动和交流供电电源等），需要独立的直流电源，而这些独立的直流电源最好是可逆的，比如蓄电池等。而在电力有源滤波器(APF)中不需要直流电源提供能量。显然，级联型多电平变流器在APF系统中有很大的优势。
CPS-SPWM技术能够在较低的器件开关频率下实现较高开关频率的效果，通过低次谐波的相互抵消提高等效开关频率，而不是简单地将谐波向高次推移，因而具有良好的谐波特性，在提高装置容量的同时，有效地减小了输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。除此之外，该技术还具备线性度好，控制性能优越等一系列优点。
在并联有源滤波器系统中，由于直流侧不需要提供有功功率，级联H桥型多电平变流器的优势可以得到充分的发挥。而CPS-SPWM技术良好的谐波传输特性也可以得到良好的利用。因此，本文将二者结合起来，提出了基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器。基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器能够在较低的器件开关频率下实现高载波频率的效果，而且不需要通过变压器级联。因而结构简单，相同电平数下开关器件最少。级联各H桥单元之间相互独立，直流侧均压较容易实现，便于模块化设计，且较容易引进软开关技术。电力有源滤波器（APF）装置仅需提供少量的有功功率以补偿装置的开关和线路损耗，故直流侧不需要独立电源，只需要电容器即可。
级联H型多电平变流器作为近年来研究的热点，自身具有很多技术上的优势[28][29][30]，而将其应用到APF上，是一个较新的研究方向。
5 实验验证
本文构造了一个三相五电平级联H桥型逆变器来验证24路PWM产生器的正确性，其主电路结构如图10所示。开关器件选用Fuji公司生产的型号为6MBP15RY060.html" target="_blank" title="6MBP15RY060">6MBP15RY060的IPM模块，负载为阻感性负载。中间直流滤波电容的容量选为470μF/450V。实验中，ACEX1K30的FPGA芯片外围用的时钟为16M，调制波频率为50Hz，采样频率为1050Hz，载波周期的计数值为（16M/1050）/2=7619，设定好DSP的I/O口后，就按照以上的规则进行连接输入，在DSP程序中采用了4个捕获中断的方法。DSP算法中，正弦表采用查表法。正弦表中选用了84个点，每来一个中断，查表指针加1，这样，每一个中断走完一个周期所经历的点是21个，每一个变流器单元对应的调制波频率为50Hz。这样，便可输出4个变流器单元所需的24路PWM脉冲。
图10 五电平级联H桥逆变器主电路
A相的4组驱动信号如图11所示，可以看出一个调制波周期内有21个脉冲，4个PWM驱动信号的周期均为20ms，4组驱动信号存在一定的相位差。图12所示为4组载波对应中断信号，可以看出每1ms左右内有一个中断信号，一个周期20ms内有21个中断信号，每组中断信号基本相差230μs，约为20ms/84与CPSSPWM理论相符合。
图11 A相4组驱动信号波形（1V/div）
图12 4组载波对应的中断信号
A相和B相PWM波形如图13所示，A相和B相PWM波形周期均为20ms，且B相脉冲滞后A相约6.7ms，即120°。A相上下桥臂PWM波形如图14所示，可以看出，经过死区产生器可以可靠产生死区。
图13 A相和B相PWM波形
图14 A相上下桥臂PWM波形
A相和B相PWM波形经过RC低通滤波器后得到的正弦波波形如图15所示，可以看出周期为20ms。图16为4个相移载波计数器值到达设定值时产生的中断信号，大约每1ms左右来一个中断信号，每个中断信号都对应一个PWM信号，脉宽变化比较明显。
图15 A相和B相PWM触发信号中的基波成分
图16 中断信号和PWM信号
图10的五电平级联H桥逆变器中A相单个H桥的电压波形及其频谱如图17所示。用Matlab软件进行仿真得到的相应的波形及频谱如图18所示，比较两个频谱可以发现，最低次谐波都分布在42附近，是开关频率的两倍[15][16]，输出电压的谐波特性与理论分析完全一致，验证了实验结果的正确性。
（a）单个H桥相电压和相电流实验波形 （b）波形相应的频谱
图17 单个H桥相电压实验波形及其频谱特性
（a）单个H桥相电压仿真波形 （b）图（a）所示波形相应频谱
图18 单个H桥相电压仿真波形及相应频谱
图10的五电平级联H桥逆变器中A相两个H桥级联后的输出电压波形及其频谱如图19所示；用Matlab软件进行仿真得到的相应的波形及频谱如图20所示，比较图19和图20两个频谱可以发现，最低次谐波发生在84附近，即实现了4倍等效开关频率。从频谱上看，输出电压的谐波特性与理论分析完全一致，验证了载波相移SPWM技术应用于级联型多电平变流器的技术优势。
（a）两个H桥级联后所得相电压实验波形 （b）图（a）所示波形相应频谱
图19 两个H桥级联后的相电压实验波形及其频谱
（a）两个H桥级联后的相电压仿真波形
（b）图（a）所示波形相应频谱
图20 两个H桥级联后的相电压仿真波形及其频谱
6 结语
基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器同时具备级联H桥变流器拓扑结构的优点和CPS-SPWM调制技术的优点，能够在较低的器件开关频率下实现高载波频率的效果，而且不需要通过变压器级联；其结构简单，相同电平数下开关器件最少；级联各H桥单元之间相互独立，直流侧均压较容易实现，便于模块化设计，且较容易引进软开关技术。基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器非常适于有源滤波器等要求较高调节性能的大功率场合，具有广阔的应用前景。另外，在小功率装置中，器件开关频率较高，采用这种变流器可以提高传输频带，大大减小无源滤波器的容量和尺寸。基于CPS-SPWM技术的级联H桥型变流器在音频放大器、微弱信号放大器等场合也具有较高的应用价值
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